1. 서 론

최근 지구온난화 및 원자력 발전소 등의 환경 문제 발생에 따라 신재생 에너지에 대한 연구가 활발하게 진행되고 있다. 신재생 에너지 시스템인 태양광 발전 시스템, 풍력 발전 시스템, 에너지 저장 시스템 (ESS) 등에 사용되는 전력변환장치의 중요성도 증가하고 있다^[1], ^[2]. 발전 시스템에 사용되는 계통 연계형 인버터의 스위칭으로 인해 발생하는 고조파는 시스템의 성능을 저하시키고, 연결된 부하나 장비에 문제를 발생시킨다^[3]. 특히 큰 용량(수 kW 이상)의 시스템에서 전고조파 왜율(total harmonic distortion, THD)과 필터의 가격 및 크기는 시스템 설계에 중요한 고려 대상이다. 계통 연계 시스템에서는 IEEE Std 519를 만족해야 한다^[4]. 전류 고조파 표준 규정을 만족시키기 위한 다양한 방법이 존재하지만, 일반적으로 필터를 사용하여 고조파를 억제한다. 일반적으로 사용하는 L-필터는 간단하게 적용 가능하고 설계가 쉬운 장점이 있지만, 시스템 용량 증가에 따라 필터의 가격 및 크기가 증가한다. LCL-필터를 사용하면 L-필터에 비해 작은 인덕턴스로 설계해도 고조파 저감 효과가 크다^[5].

신재생 에너지 발전 시스템과 같은 대용량 시스템에 적합한 멀티-레벨 인버터의 수요 증가에 따라, 다양한 멀티-레벨 인버터 토폴로지의 연구가 진행 중이다^[6]-[8]. 대표적인 멀티-레벨 인버터인 3-레벨 NPC 인버터의 스위치 손실 불균형 문제 해결을 위해 active neutral-point-clamped (ANPC) 인버터가 제안되었다^[9], ^[10]. ANPC 인버터는 NPC 인버터의 중성점 다이오드를 능동형 스위치로 대체한 인버터로 전류 경로를 다양하게 사용하여 스위치 손실 분포를 고르게 만든다^[11]. ANPC 인버터에서는 스위치의 추가로 인해 제어 복잡도가 증가하며, 실제 스위치 온도를 측정하거나 추정하기 어렵다는 한계를 가진다.

최근 silicon (Si) 대신 wide band gap (WBG)을 가지는 silicon carbide (SiC) 전력 반도체의 등장으로 SiC 소자를 사용한 인버터 토폴로지가 등장하였다. SiC 소자를 사용한 인버터는 SiC 소자의 물리적 특성에 의해 스위칭 손실이 낮아 Si 소자만을 사용한 인버터보다 더 높은 스위칭 주파수로 운전할 수 있다. SiC 소자의 가격이 Si 소자에 비해 상당히 고가이므로, 그림 1과 같이 SiC 소자와 Si 소자로 구성된 hybrid ANPC 인버터가 제안되었다^[12].

본 논문에서는 hybrid ANPC 인버터의 옵셋 전압을 이용한 대칭 공간 벡터 변조 방식(space vector pulse width modulation, SVPWM)에 대해 설명하고, 출력 전류의 리플을 고려하여 LCL-필터를 설계하는 방법을 제안한다. 본 논문의 hybrid ANPC 인버터는 SiC MOSFET 6개와 Si IGBT 12개로 구성되며, 스위칭 주파수를 크게 높일 수 있어 낮은 인덕턴스를 가진 LCL-필터 설계가 가능하다. 인버터 측 인덕턴스 설계는 출력 전류 리플을 고려하여 적절한 인덕턴스로 선정하며, 필터 커패시턴스는 인버터의 정격 전력과 무효 전력 흡수율을 고려한다. 계통 측 인덕턴스는 전류 리플 감쇠율을 이용하여 설계한다. 제안하는 hybrid ANPC 인버터의 LCL-필터 설계 방법의 타당성은 시뮬레이션 결과와 실험 결과를 통해 검증하였다.

그림. 1. 계통 연계형 hybrid ANPC 인버터

Fig. 1. Grid-connected hybrid ANPC inverter

그림. 2. Hybrid ANPC 인버터의 스위칭 상태목

Fig. 2. Switching states of the hybrid ANPC inverter

2. Hybrid ANPC 인버터의 스위칭과 변조 방식

두 가지 종류 이상의 스위치로 구성된 ANPC 인버터를 hybrid ANPC 인버터라고 하며, 다양한 소자 종류의 조합이 가능하다^[12]. 본 논문에서 사용한 hybrid ANPC 인버터는 한 레그(Leg)에 2개의 SiC MOSFET과 4개의 Si IGBT로 구성된 하이브리드(Hybrid) 형태이다. Hybrid ANPC 인버터의 전류 리플을 분석하기 위해 스위칭 방법과 변조 기법을 설명한다.

2.1 Hybrid ANPC 인버터의 스위칭 방법

Hybrid ANPC 인버터의 스위칭 상태는 그림 2와 같이 네 가지 상태로 구분된다. 인버터의 스위칭 상태에 따른 출력 극전압은 표 1과 같으며, SiC MOSFET 스위치인 $Q_{x1}$과 $Q_{x2}$의 스위칭에 의해 결정된다. Hybrid ANPC 인버터에서 Si IGBT는 저속 스위칭하여 스위칭 손실이 거의 없고, SiC MOSFET은 고속 스위칭하여 스위칭 손실이 집중된다. SiC 소자의 물질적 특성 때문에 SiC MOSFET에서 발생하는 손실은 Si IGBT가 같은 주파수로 동작할 때보다 적어, hybrid ANPC 인버터는 스위칭 주파수를 크게 높일 수 있다. 인버터의 스위칭 주파수를 높일수록 더 정현파에 가까운 출력이 나와 THD가 낮아지는 장점이 있다.

그림 3은 스위칭 한 주기 동안 hybrid ANPC 인버터의 한 상의 전압 지령과 같은 출력을 내기 위한 각 스위치의 게이트 신호를 나타내는 그림이다. 게이트 신호가 1이면 ON, 0이면 OFF인 상태를 나타내며, 상전압 지령은 -1과 1 사이로 정규화된 값이다. SiC MOSFET인 $Q_{x1}$과 $Q_{x2}$는 스위칭 주파수에 따라 동작하고, Si IGBT인 $S_{x1}$, $S_{x2}$, $S_{x3}$, $S_{x4}$는 출력 상전압 지령의 기본파 주파수로 스위칭한다. Hybrid ANPC 인버터에서는 SiC MOSFET의 동작이 인버터 출력 극전압을 결정한다.

그림. 3. 한 주기 동안의 hybrid ANPC 인버터의 변조 방법

Fig. 3. Modulation method for the hybrid ANPC inverter in a period

그림. 4. Hybrid ANPC 인버터의 옵셋 전압을 이용하여 변조한 상전압 지령

Fig. 4. Reference phase voltage of the hybrid ANPC inverter using an offset voltage

표 1. Hybrid ANPC 인버터의 스위칭 상태와 출력 극전압

Table 1. Switching states and output pole voltages of the hybrid ANPC inverter

Switching state	State of switches (x=a, b, c)						Output pole voltage
	$S_{x1}$	$S_{x2}$	$S_{x3}$	$S_{x4}$	$Q_{x1}$	$Q_{x2}$
P	on	off	on	off	on	off	$V_{dc}$/2
O+	on	off	on	off	off	on	0
O-	off	on	off	on	on	off	0
N	off	on	off	on	off	on	-$V_{dc}$/2

2.2 Hybrid ANPC 인버터의 대칭 공간 벡터 변조 방식

Hybrid ANPC 인버터의 대칭 공간 벡터 변조(SVPWM) 방식은 그림 4와 같이 상전압 지령 $V_{as}$*와 옵셋(Offset) 전압 $V_{offset}$을 이용해 간단하게 구현할 수 있다^[13]. 상전압 지령에 옵셋 전압을 더한 극전압 지령을 삼각 반송파와 비교하여 SVPWM을 구현한다.

본 논문의 LCL-필터는 계통 연계 인버터의 정상 상태를 가정하고 시스템의 정격 사양에서의 동작을 기준으로 설계한다. 계통 부하는 임피던스가 굉장히 작기 때문에 출력 전류가 변해도 상전압 지령은 거의 변하지 않는다. 정상 상태에서 계통 연계 인버터의 상전압 지령은 다음의 식과 같이 일정한 크기를 가지고 각각 120 도의 위상차를 가지는 사인파의 형태로 근사하여 표현된다.

(1)

\begin{align*} V_{as}^{*}=\dfrac{MV_{dc}}{\sqrt{3}}\sin(\omega t)\\ V_{bs}^{*}=\dfrac{MV_{dc}}{\sqrt{3}}\sin(\omega t-120^{\circ})\\ V_{cs}^{*}=\dfrac{MV_{dc}}{\sqrt{3}}\sin(\omega t+120^{\circ}) \end{align*}

$V_{as}$*, $V_{bs}$*, $V_{cs}$*는 각 상의 상전압 지령을 나타내며, $V_{dc}$는 직류단 전압, M은 전압 변조 지수(modulation index)이다.

공간 벡터를 스위칭 주기의 중앙에 위치시키기 위한 옵셋 전압은 각 상전압 지령의 최댓값과 최솟값의 평균을 이용하여 계산한다. 0부터 π/2까지의 옵셋 전압은 다음과 같다.

(2)

$V_{offset}\\ =\begin{cases} \dfrac{-MV_{dc}}{\sqrt{3}}\left(\dfrac{\sin(\omega t - 120^{\circ})+\sin(\omega t + 120^{\circ})}{2}\right)&,\:0\le\omega t\le\dfrac{\pi}{6}\\ \dfrac{-MV_{dc}}{\sqrt{3}}\left(\dfrac{\sin(\omega t - 120^{\circ})+\sin(\omega t)}{2}\right)&,\:\dfrac{\pi}{6}\le\omega t\le\dfrac{\pi}{2} \end{cases}$

3상 지령 극전압 $V_{an}$*, $V_{bn}$*, $V_{cn}$*은 각각의 상전압 지령과 옵셋 전압을 이용하여 식(3)과 같이 계산된다.

그림. 5. 옵셋 전압을 이용한 SVPWM에서의 인가 시간

Fig. 5. Dwelling time in SVPWM using the offset voltage

그림. 6. Hybrid ANPC 인버터 출력 상전압의 반 주기

Fig. 6. Half period of the output phase voltage in the hybrid ANPC inverter

(3)

\begin{align*} V_{an}^{*}=V_{as}^{*}+V_{offset}\\ V_{bn}^{*}=V_{bs}^{*}+V_{offset}\\ V_{cn}^{*}=V_{cs}^{*}+V_{offset} \end{align*}

Hybrid ANPC 인버터의 옵셋 전압을 이용한 SVPWM에서 각 상 별 인가 시간 $T_a$, $T_b$, $T_c$는 그림 5를 통해 계산할 수 있다. 계산된 인가 시간은 다음과 같이 표현된다.

(4)

\begin{align*} T_{a}=T_{s}V_{an}^{*}/V_{dc}\\ T_{b}=T_{s}V_{bn}^{*}/V_{dc}\\ T_{c}=T_{s}V_{cn}^{*}/V_{dc} \end{align*}

$T_a$, $T_b$, $T_c$는 각 상의 인가 시간, $T_s$는 샘플링 시간이다. 샘플링 주기 동안에 2개의 삼각파(Vtri1, Vtri2)와 3상 극전압 지령을 비교하여 각 상의 스위칭 상태와 그 상태가 유지되는 시간이 결정된다. Hybrid ANPC 인버터의 스위칭 상태는 네 개가 존재하지만, 출력 극전압은 $V_{dc}$/2, 0, -$V_{dc}$/2로 세 개의 극전압이 출력된다. 그림 5는 $V_{an}$*과 $V_{bn}$*이 양의 값이고 $V_{cn}$*은 음의 값인 경우만을 나타내고 있지만, 전체 구간의 인가 시간 계산도 식(4)를 이용하여 계산할 수 있다.

3. Hybrid ANPC 인버터의 LCL-필터 설계

LCL-필터를 설계하기 위해서 필터를 구성하는 수동 소자의 값을 설계해야 한다. 인버터 측 인덕턴스($L_{inv}$)는 출력 전류의 리플의 크기를 고려하여 설계하며, 필터 커패시턴스($C_f$)는 무효 전력 흡수율(x)을 이용하여 선정한다. 계통 측 인덕턴스($L_{grid}$)는 전류 리플 감쇠율(r)을 이용하여 설계한다. 마지막으로 시스템의 안정성을 고려하여 댐핑 저항($R_d$)을 설계해야 한다.

3.1 인버터 측 인덕턴스($L_{inv}$) 설계

인버터 측 인덕턴스는 그림 6에서 보이는 출력 상전압($V_{as}$)과 계통 상전압($E_a$)을 고려하여 계산한다. 구간 1~4와 5~8은 대칭을 이루기 때문에 구간 1~4만 고려해도 기본파 한 주기의 출력 전류 리플의 실효값($I_{ripple}$)을 계산할 수 있다.

그림 7은 각 구간 1~4에서 각각 $T_s$/2 동안의 출력 상전압과 계통 상전압($E_a$)과 전류 리플을 확대한 그림이다. 계통 상전압은 다음 식과 같다.

(5)

$E_{a}=\dfrac{MV_{dc}}{\sqrt{3}}\sin(\omega t),\: 0<\omega t<2\pi$

각 구간별 전류 리플의 최댓값과 최솟값을 계산하여 삼각파로 근사하여 전류 리플의 실효값을 계산한다. 구간 별 출력 상전압에 따른 전압 벡터 인가 시간을 계산하면 표 2와 같이 정리할 수 있다.

각 구간별 전류 리플의 최댓값은 출력 상전압과 계통 상전압, 전압 벡터 인가 시간으로 계산할 수 있다. 전류 리플 최댓값은 다음과 같이 계산된다.

(6)

\begin{align*} \Delta I_{\max 1}=\dfrac{1}{L_{i nv}}\left(\dfrac{V_{dc}}{6}-E_{a}\right)T_{a}\\ \Delta I_{\max 2}=\dfrac{1}{L_{i nv}}\left(\dfrac{V_{dc}}{6}-E_{a}\right)T_{b}+\dfrac{1}{L_{i nv}}\left(\dfrac{V_{dc}}{3}-E_{a}\right)\left(T_{a}-T_{b}\right)\\ \Delta I_{\max 3}=\dfrac{1}{L_{i nv}}\left(\dfrac{V_{dc}}{3}-E_{a}\right)\left(T_{c}-T_{b}\right)+\dfrac{1}{L_{i nv}}\left(\dfrac{V_{dc}}{2}-E_{a}\right)\left(T_{a}-T_{c}\right)\\ \Delta I_{\max 4}=\dfrac{1}{L_{i nv}}\left(\dfrac{2V_{dc}}{3}-E_{a}\right)\left(T_{a}-T_{c}\right) \end{align*}

전류 리플의 실효값은 전류 리플 최댓값을 가지는 삼각파로 근사하여 계산하면 다음과 같은 식으로 표현된다.

(7)

$I_{ripple}=\sqrt{\dfrac{2}{3\pi}\left(\begin{aligned}\int_{0}^{\pi /48}\Delta I_{\max 1}^{2}(\theta)d\theta +\int_{\pi /48}^{\pi /6}\Delta I_{\max 2}^{2}(\theta)d\theta \\ +\int_{\pi /6}^{\pi /3}\Delta I_{\max 3}^{2}(\theta)d\theta +\int_{\pi /3}^{\pi /2}\Delta I_{\max 4}^{2}(\theta)d\theta\end{aligned}\right)}$

그림. 7. Hybrid ANPC 인버터의 출력 상전압과 계통 상전압에 의한 출력 전류 리플 (a) 섹터 1 (b) 섹터 2 (c) 섹터 3 (d) 섹터 4

Fig. 7. Output phase voltage, grid phase voltage, and output current ripple of the hybrid ANPC inverter (a) sector 1 (b) sector 2 (c) sector 3 (d) sector 4제목

표 2. 구간 별 출력 상전압과 전압 벡터 인가 시간

Table 2. Output phase voltages and dwelling times of voltage vector according to sector

Sector	Output phase voltage	Dwelling time
1	$V_{dc}$/6	$T_a$
	-$V_{dc}$/6	$T_b$-$T_a$
	0	$T_c$-$T_b$
2	$V_{dc}$/6	$T_b$
	$V_{dc}$/3	$T_a$-$T_b$
	0	$T_c$-$T_a$
3	$V_{dc}$/6	$T_b$
	$V_{dc}$/3	$T_c$-$T_b$
	$V_{dc}$/2	$T_a$-$T_c$
4	$V_{dc}$/3	$T_b$
	$V_{dc}$/2	$T_c$-$T_b$
	2$V_{dc}$/3	$T_a$-$T_c$

식(7)에 식(6)을 대입하면 다음과 같이 정리된다.

(8)

$I_{ripple}=9.597\times 10^{-3}\dfrac{MT_{s}V_{dc}}{L_{i nv}}\sqrt{253.39M^{2}-609.68M+367.34}$

전류 리플률(RF)는 전류 리플의 실효값과 정격 전류($I_{rated}$)의 비로 계산할 수 있으므로, 다음과 같이 나타난다.

(9)

$RF=\dfrac{I_{ripple}}{I_{rated}}$

시스템의 정격 전류는 다음과 같이 정의된다.

(10)

$I_{rated}=\dfrac{MV_{dc}}{\sqrt{3}\sqrt{2}Z_{b}}=\dfrac{MV_{dc}}{2\pi\sqrt{6}f_{n}L_{b}}$

식(8)~식(10)을 이용하여 $L_{inv}$에 대해 정리하면 다음과 같이 인버터 측 인덕턴스를 설계할 수 있다.

(11)

$L_{i nv}$ $=9.597\times 10^{-3}\dfrac{2\pi\sqrt{6}f_{n}L_{b}T_{s}}{RF}\sqrt{253.39M^{2}-609.68M+367.34}$

$f_n$은 계통 주파수, $T_s$는 샘플링 시간이다. 시스템의 베이스 임피던스 $Z_b$와 베이스 인덕턴스 $L_b$는 정격 조건을 이용하여 다음과 같이 정의한다.

(12)

$Z_{b}=\dfrac{E_{n}^{2}}{P_{n}}$

(13)

$L_{b}=\dfrac{E_{n}^{2}}{2\pi f_{n}P_{n}}$

En은 계통 선간 전압, $f_n$은 계통 주파수, $P_n$은 시스템의 정격 전력이다. SVPWM을 사용하였으므로, 전압 변조 지수는 1.15배(=$2/\sqrt{3}$)를 하여 다음의 식으로 계산할 수 있다.

(14)

$M=\dfrac{2}{\sqrt{3}}\dfrac{\sqrt{2}E_{n}}{V_{dc}}$

4. 시뮬레이션

본 논문에서 사용한 시스템 파라미터는 표 3과 같다. 시스템의 효율을 고려하여 인버터의 무효 전력 흡수율은 5 %로 설정하였고, 시스템 정격 조건과 식(15)~식(17)에 의해 필터 커패시턴스는 3.67 μF로 계산된다. 인버터 측 인덕턴스는 출력 전류 리플을 고려한 식(11)에 의해 330 μH로 계산되며, 계통 측 인덕턴스는 설정한 전류 리플 감쇠율에 따라 식(18)을 이용하여 155 μH로 설계된다. 댐핑 저항은 공진 주파수 대역에서의 필터 커패시터 임피던스 값의 1/5배로 설계하고, Δ-결선이므로 3배를 해주었다.

본 논문에서는 정격 출력 전력인 10 kW에 맞추어 설계된 LCL-필터의 성능을 평가하기 위해 출력이 10 kW가 되도록 전류 제어기 지령의 피크값을 21 A로 설정하고 PSIM을 이용하여 시뮬레이션을 수행하였다. 시뮬레이션을 통해 그림 8과 같은 전류 파형 및 FFT 결과를 얻을 수 있다. 인버터 측 전류의 THD가 4.33 %이고, 계통 측 전류의 THD는 2.03 %로 필터 설계 조건으로 설정했던 5.0 %와 3.0 % 이내를 만족한다. 그림 8-(c)의 인버터 측 전류의 FFT 결과를 보면 스위칭 주파수인 30 kHz와 30 kHz의 배수인 대역에서 고조파가 발생하는 것을 확인할 수 있다. 그림 8-(d)의 계통 측 전류의 FFT 결과를 보면 인버터 측 전류에 있던 고조파가 LCL-필터를 거치면서 소거되었고, 스위칭 주파수 대역의 고조파가 저감되어 THD가 2.3 %정도 개선되었음을 시뮬레이션 결과를 통해 확인하였다. 시뮬레이션 결과와 실제 실험 결과는 거의 유사하게 나타난다.

그림. 8. 시뮬레이션 결과 (a) 인버터 측 전류 (b) 계통 측 전류 (c) 인버터 측 전류 FFT 분석 (d) 계통 측 전류 FFT 분석

Fig. 8. Simulation results (a) current of inverter-side (b) current of grid-side (c) FFT analysis of inverter side current (d) FFT analysis of grid-side current

기존의 Si NPC 인버터는 스위칭 주파수를 높이면 스위칭 손실이 크게 증가하기 때문에 스위칭 주파수가 제한된다. 특히 수 백 kW급 이상의 시스템에서는 큰 전압 및 전류에 의해 스위칭 손실이 매우 커 스위칭 주파수를 낮춰야 한다. 제안하는 hybrid ANPC 인버터는 SiC 소자 특성에 의해 인버터에서 발생하는 손실이 굉장히 작아 스위칭 주파수를 크게 증가시킬 수 있으므로 LCL-필터 설계 시 인덕턴스 크기가 크게 감소한다. 스위칭 손실이 크게 증가하는 대용량 시스템에서 필터 인덕턴스는 굉장히 작게 설계할 수 있다. 표 4는 대용량 시스템(150 kW급)에서의 출력 전류의 THD가 3 %일 때의 Si NPC 인버터의 필터 인덕턴스 크기와 hybrid ANPC 인버터의 필터 인덕턴스 크기를 비교한 표이며, 그림 9는 표 4를 그래프로 나타낸 자료이다. 동일한 효율을 가정했을 때 Si NPC 인버터의 스위칭 주파수는 5 kHz, hybrid ANPC 인버터의 스위칭 주파수는 30, 40, 50 kHz를 기준으로 비교하였다. Si NPC를 사용할 때보다 hybrid ANPC 인버터를 사용하면 필터 인덕턴스 크기가 크게 감소한다.

그림. 9. 150 kW에서 토폴로지 및 스위칭 주파수별 필터 인덕턴스 크기

Fig. 9. Filter inductance according to topology and switching frequency at 150 kW

5. 실험 결과

제안한 설계 방법의 검증을 위해 10 kW급 hybrid ANPC 인버터 실험 세트를 제작하여 실험을 수행하였다. 실험 세트 구성은 그림 10과 같으며, 시스템 파라미터는 표 3과 동일하게 구성하였다. 시스템의 정격 조건에서 설계된 필터의 성능을 평가하기 위해 전류 제어기 지령의 피크값을 21 A로 설정하고 실험을 수행하였다.

그림. 10. 실험을 위한 hybrid ANPC 인버터

Fig. 10. Hybrid ANPC inverter for the experiment

그림. 11. 실험 결과 (a) 인버터 측 전류 (b) 계통 측 전류 (c) 인버터 측 전류 FFT 분석 (d) 계통 측 전류 FFT 분석

Fig. 11. Experimental results (a) inverter-side current (b) grid-side current (c) FFT analysis of inverter side current (d) FFT analysis of grid-side current

그림 11(a), (b)는 a상의 인버터 측 전류 iinv,a와 계통 측 전류 igrid,a를 나타내는 실험 결과 파형이다. 실험 결과 인버터 측 전류의 THD는 4.51 %로 6 % 이내를 만족하며, 계통 측 전류의 THD는 2.15 %로 3 % 이내를 만족한다. 그림 11(c), (d)는 실험 결과 전류 파형을 FFT 분석한 결과이다. 인버터 측 전류에서는 스위칭 주파수($f_{sw}$) 30 kHz의 배수 주파수 대역에서 고조파가 발생하지만, 계통 측 전류는 LCL-필터에 의해 스위칭 주파수 배수 대역의 고조파가 감소하였다. 실험 전류 파형의 고조파의 크기는 시뮬레이션 결과와 거의 유사한 결과를 나타낸다. 인버터 측 전류의 THD는 시뮬레이션 결과와 0.18 %의 차이를 보이며, 계통 측 전류의 THD는 시뮬레이션 결과와 0.12 %의 차이를 보인다. 실험과 시뮬레이션 결과의 차이가 발생하는 이유는 실제 실험에서는 데드타임의 영향을 받기 때문이라 판단된다. Hybrid ANPC 인버터에 LCL-필터를 사용하면 낮은 필터 인덕턴스를 가지며, 우수한 전류 고조파 저감 성능을 구현할 수 있음을 실험으로 검증하였다.

6. 결 론

본 논문에서는 hybrid ANPC 인버터의 출력 전류 리플을 고려한 LCL-필터를 설계하는 방법을 제안하였다. 인버터 측 인덕턴스는 출력 전류 리플을 분석하여 설계하였고, 계통 측 인덕턴스는 전류 리플 감쇠율을 선정하여 계산하였다. 필터 커패시터는 시스템의 정격 조건으로 계산한 베이스 임피던스와 무효 전력 흡수율을 통해 설계하였다. 제안한 hybrid ANPC 인버터를 위한 LCL-필터 설계 방법의 타당성은 시뮬레이션 결과와 실험을 통해 검증하였다. 본 논문에서 설계된 인버터 측 인덕턴스 값은 스위칭 주파수에 반비례한다. Si NPC 인버터에 비해 높은 스위칭 주파수로 운전 가능한 hybrid ANPC 인버터의 필터 인덕턴스는 상대적으로 작아진다. 인덕턴스가 작아지면 인덕터의 턴 수가 감소하며, 인덕터의 가격과 크기도 감소할 수 있다. Hybrid ANPC 인버터 계통 연계 시스템에 LCL-필터를 사용하면 작은 필터 인덕턴스로 낮은 출력 전류 THD를 가지는 고성능 시스템을 구현할 수 있다.