1. 서 론

최근 기후 변화에 대한 관심이 높아지면서 다양한 부문에서 이산화탄소를 감축해야 한다는 요구에 다양한 저탄소 정책들이 실행되고 있다. 특히, 운송의 전기화는 전 세계적으로 성장하는 연구 분야이며 전기차(Electric Vehicles :　EVs)는 에너지 절약 및 온실가스 배출 저감이라는 친환경적 이점으로 많은 관심을 받고 있다⁽¹⁾. 따라서, 다양한 전기자동차의 개발과 판매량은 매년 성장할 것으로 예상된다⁽²⁾.

최근 배터리 기술의 발전과 사용자의 주행거리에 대한 니즈로 인하여 전기자동차의 배터리 용량은 점점 증가하고 있다. 전기자동차의 판매량 증가로 더불어 전체적인 전기자동차의 배터리 전력이 커짐에 따라 배터리 에너지를 효율적으로 활용하기 위해 양방향 전력변환장치에 대한 관심이 증가하고 있다.

특히, 제어 기술 및 반도체 기술의 발전으로 전기자동차에서 낮은 비용으로 양방향 전력변환장치를 사용할 수 있게 되었다. 양방향 전력 변환은 차량 대 계통(Vehicle to Grid : V2G)⁽³⁾, 차량 대 홈 (Vehicle to Home : V2H), 차량 대 차량 (Vehicle to Vehicle : V2V)을 포함하도록 기존의 온 보드 충전기(On Board Charger : OBC) 기능을 확장 시킬 수 있다^(4-5). 양방향 OBC는 일반적으로 AC-DC 및 DC-DC 변환기로 구성된 2단 구조가 사용된다. AC-DC 변환은 역률 보상을 담당하고, DC-DC 변환은 배터리 충전 알고리즘이 구현된다. 특히, DC-DC 컨버터에서 안전성, 고효율 및 고전력 밀도 달성은 중요한 기술적 사양으로 다양한 연구가 진행되고 있다^(6-7).

양방향 전력변환시스템은 안전성 향상을 위해 절연형 타입의 토폴로지가 많이 적용되며, 대표적으로 dual active bridge (DAB) 컨버터가 많이 사용된다. DAB 컨버터는 1차측과 2차측 구조가 동일하고, 변압기 양단의 전압 위상의 차이와 방향을 제어하여 전력을 양방향으로 쉽게 전달할 수 있다^(8-9). 변압기의 턴 비를 고려한 입출력 전압 비가 1로 일정한 경우 넓은 부하 영역에서 영전압 스위칭 (Zero Voltage Switching : ZVS) 달성이 가능하여 스위칭 손실을 줄여 고효율 달성에 유리하다.

하지만, 충전 상태(State of Charge : SOC)에 따라 전압이 가변되는 배터리 시스템의 경우 입출력 전압 비가 달라진다. 전압 비가 1에서 멀어질 때 경부하 조건에서 낮은 전압 측의 풀 브릿지의 전력반도체 소자가 ZVS 구현이 되지 않아 고효율 달성이 어렵다. 이러한 단점을 보완하기 위해 이중 위상 변이(Dual Phase Shift : DPS)^(10-11) 및 삼중 위상 변이(Triple Phase Shift : TPS)^(12-13) 등 스위칭 방법이 제안되고 있다. 이러한 제어 방식은 복잡하고 최적화가 어려운 단점이 있다.

하드 스위칭 구간에서 효율을 높이기 위해 기존의 실리콘 (Silicon : Si) 전력반도체 소자 대신 질화 갈륨 (Gallium Nitride : GaN) 및 실리콘 카바이드 (Silicon Carbide : SiC) 기반의 광대역 밴드 갭(Wide Bandgap : WBG) 전력반도체 소자를 적용한 전력변환시스템에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다. WBG 소자의 경우 게이트 소스간 낮은 온 저항(RDS,ON), 고속 스위칭, 고온 동작 특성으로 고효율 달성에 유리하다. GaN 소자는 650V이하, SiC는 650V 이상 어플리케이션에 많이 적용되고 있어 650V 이하 전압 범위를 갖는 단상 OBC에 GaN FET가 적합하다.

일반적인 GaN FET는 normally-on 특성과 더불어 게이트 전원의 낮은 threshold 전압으로 인하여 안정적인 턴-오프를 위해 음 전원의 게이트 전압이 필수적이다. 따라서, 전력변환시스템에 적용시 신뢰성에 문제가 있으며, normally-off를 구현하기 위해 일반적인 공핍형 GaN에 Si MOSFET을 직렬로 연결한 cascode 타입의 GaN FET가 개발되고 있다. Cascode GaN FET의 경우 게이트에 음 전압이 요구되지 않아 Si 소자용 게이트 드라이버 회로의 적용이 가능하다⁽¹⁴⁾.

본 논문에서는 배터리 충/방전 어플리케이션에서 경부하 조건에서 고효율 달성을 위한 cascode GaN FET를 적용한 DAB 컨버터를 제시한다. 고정된 1차측 전압 대비 가변되는 배터리 전압을 고려하여 경부하 조건에서 DAB 컨버터의 ZVS 달성 영역을 분석하고, GaN FET과 Si MOSFET의 출력 커패시턴스에 따른 ZVS 경계 조건을 비교한다. GaN FET 및 Si MOSFET이 적용된 3kW급 DAB 컨버터를 구성하고 실험을 통해 전력반도체 소자에 따른 DAB 컨버터의 경부하 조건에서의 특성을 분석하고자 한다.

2. 6.6kW급 DAB 컨버터

2.1 DAB 컨버터 동작 및 회로 구성

그림 1은 본 논문에서 사용된 DAB 컨버터의 회로 구성을 나타낸다. DAB 컨버터의 일반적인 전력 제어 방법은 변압기 양단 전압의 위상 차이를 제어하는 방법이며 위상차의 방향에 따라 전력 전달 방향이 결정된다. 외부 인덕터는 에너지를 저장하고 변압기를 통해서 전달하는 역할을 하며 식 (1)과 같이 외부 인덕턴스 크기에 의해 전달되는 전력의 최대 값이 결정된다.

그림. 1. DAB 컨버터 회로

Fig. 1. Schematic diagram of DAB converter

(1)

$P_{OUT}=\dfrac{n V_{Pri}V_{\sec}d(1-d)}{2f_{sw}L_{ext}}$

여기서, $n$은 변압기 턴 비, $d$(Duty ratio)는 변압기 양단의 위상 차이(radian/pi)며 0.5가 넘지 않게 설정된다.

외부 인덕턴스는 식 (1)의 DAB 컨버터의 최대 출력 전력을 바탕으로 최대 듀티를 고려하여 구할 수 있다. 계산된 인덕턴스는 변압기의 누설 인덕턴스를 포함하고 있어 외부 인덕턴스 설계시 누설 인덕턴스를 고려해야한다.

본 논문에서는 DAB 컨버터에 적용되는 전력반도체 소자에 따른 특성을 비교하기 위해 GaN FET와 Si MOSFET을 적용하였다. 전력반도체 소자는 cascode 타입의 GaN FET (TP65H035G4WS / Transphorm)와 SJ(Super Junction) - MOSFET (IPW65R035CFD7A / Infineon)이 사용되며 동일한 TO-247 패키지를 갖는다.

2.2 DAB 컨버터의 ZVS 특성

DAB 컨버터는 외부 인덕터 전류($I_{L,\:ext}$)의 크기에 의해 ZVS 동작이 결정되기 때문에 인덕터 전류에 대한 분석이 중요하다. 그림 2는 한주기 동안의 외부 인덕터 전류 파형을 보여준다.

그림. 2. DAB 컨버터에서 인덕터 전류의 정상 상태 파형

Fig. 2. Steady state waveforms of inductor current in DAB converter

인덕터 전류의 첨점 값을 $I_{1}$과 $I_{2}$는 식 (2), (3)과 같이 유도 할 수 있다.⁽¹⁵⁾ $I_{1}$는 1차측 스위치의 턴-온 시점의 전류이며, $I_{2}$는 2차측 스위치의 턴-온 시점의 전류이다. 여기서, $f_{sw}$는 스위칭 주파수이다.

(2)

$I_{1}=-\dfrac{V_{Pri}}{4L_{ext}f_{sw}}-\dfrac{n V_{\sec}(2d-1)}{4L_{ext}f_{sw}}$

(3)

$I_{2}=\dfrac{n V_{\sec}}{4L_{ext}f_{sw}}+\dfrac{V_{Pri}(2d-1)}{4L_{ext}f_{sw}}$

DAB 컨버터에서 ZVS 달성을 위해서는 입출력 전압비($M=\dfrac{n V_{s}}{V_{p}}$)을 기준으로 $M>1$ 경우 2차측 스위치는 ZVS로 동작하며, 1차측 스위치는 $I_{1}<0$ 조건이 만족 되어야 ZVS로 동작된다. 반대로, $M<1$ 경우 1차측 스위치는 ZVS로 동작하며, 2차측 스위치는 $I_{2}>0$ 조건이 만족 되어야 ZVS로 동작한다.

그림 3은 400V 배터리 시스템의 충전 상태에 따른 전압을 보여준다. 배터리의 경우 SOC에 따라 전압이 달라져 DAB 컨버터의 입출력 전압 비를 다르게 만든다. 그림 4는 DAB 컨버터의 입출력 전압 비에 따른 ZVS 동작을 위한 출력 조건을 보여준다. 입출력 전압 비가 1에서 멀어질수록 ZVS 동작 영역이 좁아져 경부하 조건에서 ZVS 달성이 어렵다.

그림. 3. 400V 배터리 시스템의 전압 범위

Fig. 3. Voltage range of 400V battery system

그림. 4. 이상적인 조건에서의 ZVS 경계

Fig. 4. ZVS boundary at ideal conditions

하지만, 그림 4의 ZVS 동작 범위는 전력반도체 소자의 기생 접합 출력 커패시턴스($C_{oss}$)가 고려되지 않았다. 실제 DAB 컨버터에서 전력반도체 소자로 구성된 하프 브리지 레그에서 스위칭 구동시 데드 타임($t_{dt}$)이 존재하며, $t_{dt}$를 포함하는 턴-오프 동안 ZVS를 달성하기 위해서는 $C_{oss}$의 에너지가 모두 충/방전되어야 한다. $C_{oss}$를 고려한 ZVS 영역에 대한 방정식은 식 (4)와 같다⁽⁶⁾. 즉, 기생 출력 커패시턴스가 크면 ZVS를 달성하기 위해 더 높은 전류를 요구하게 되며 결론적으로 더 높은 출력 조건에서 ZVS가 달성되게 된다.

(4)

$\dfrac{1}{2}L_{ext}I_{sw}^{2}\ge k\dfrac{1}{2}C_{oss}V_{DC}^{2}$

여기서, $k$는 전력반도체 소자의 수, $I_{sw}$는 스위칭 인스턴스의 변압기 전류, $V_{DC}$는 1차 또는 2차 전압이다.

일반적으로 기생 출력 커패시턴스는 GaN FET이 SJ MOSFET에 비해 낮다. 표 1은 본 논문에 사용된 GaN FET와 SJ MOSFET의 주요 파라미터를 보여준다. 여기서, $C_{o(er)}$은 스위치의 드레인-소스 전압($V_{DS}$)이 0V에서 400V로 상승하는 동안 $C_{oss}$와 동일한 저장 에너지를 제공하는 고정 커패시턴스이며, $C_{o(tr)}$은 $V_{DS}$가 0V에서 400V로 상승하는 동안 와 동일한 충전 시간을 제공하는 고정 커패시턴스이다. ZVS 특성 분석에 사용되는 출력 커패시터 특성은 $C_{o(tr)}$로 유효 커패시턴스가 적용된다. 따라서, 식 (4)의 $C_{oss}$를 대신하여 $C_{o(tr)}$를 대입하여 ZVS 경계 조건을 구할 수 있다. $Q_{G}$는 게이트 총 전하량 (Total Gate Charge)이며, 작을수록 스위칭시 손실이 작다. $R_{DS,\:on}$은 드레인-소스간 온 저항으로 낮을수록 도통 손실이 작다.

표 1. GaN FET와 SJ MOSFET 특성 비교

Table 1. Comparision of charactieristics GaN FET and SJ MOSFET

	TP65H035G4WS- GaN FET	IPW65R035CFD - SJ MOSFET
RDS,ON	35 mΩ (max : 41mΩ)	29 mΩ (max : 35mΩ)
Ciss	1,500 pF	7,149 pF
Coss	147 pF	95 pF
Co(er)	220 pF	230 pF
Co(tr)	230 pF	2,427 pF
QG	22 nC	145 nC

그림. 5. 실제 사례에 대한 ZVS 경계 조건 비교(GaN FET vs. SJ MOSFET)

Fig. 5. Comparison of ZVS boundaries for practical cases (GaN FET vs. SJ MOSFET)

그림 5는 전력반도체 소자의 기생 커패시턴스를 고려한 ZVS 달성을 위한 출력 조건을 보여준다. 이때, 데드 타임은 300nsec로 선정하였다. GaN FET은 낮은 출력 커패시턴스로 인하여 SJ MOSFET보다 더 낮은 부하에서 ZVS 달성이 가능함을 알 수 있다.

2.3 ZVS를 위한 데드 타임 분석

ZVS 어플리케이션에서는 영전압 스위칭을 위해서는 충분한 데드 타임이 필요하다. 데드 타임이 너무 짧으면 부분 ZVS 및 하드 스위칭이 발생할 수 있다. 따라서, 의 충/방전을 고려한 데드 타임 선정이 중요하며, 식 (5)와 같이 추정할 수 있다⁽⁶⁾.

(5)

$t_{dt}=\dfrac{Q}{I_{sw}}=\dfrac{2V_{DC}C_{o(tr)}}{I_{sw}}$

여기서, $Q$는 스위칭 레그의 전하이다. 최대 전압 및 전류를 고려하여 데드 타임이 결정되어야 한다. 위 식에서 주어진 데드 타임은 바디 다이오드의 도통 시간을 최소화하기 때문에 효율적 측면에서 유리하다. 하지만, 실제 회로에서는 전력반도체 소자 특성 및 게이트 구동 회로를 고려하여 위 식 (5)보다 긴 데드 타임이 적용된다.

그림. 6. 스위칭 특성 비교 (GaN FET vs. SJ MOSFET)

Fig. 6. Comparison of switching characteristics (GaN FET vs. SJ MOSFET)

그림 6은 cascode GaN FET와 SJ-MOSFET의 스위칭 특성을 보여준다. 이때 사양은 게이트 전압 12V, 온 저항 10, 오프 저항 2이다. 게이트 드라이버(Si823H9, Skyworks)는 턴-온 및 턴-오프가 분리된 절연형 타입이 적용된다. GaN FET은 작은 기생 커패시터로 인해 턴-온, 오프 시간이 SJ MOSFET 대비 매우 빠르다. 따라서, GaN FET는 SJ MOSFET 대비 더 짧은 데드 타임을 선정 할 수 있다. 본 논문에서는 동일 조건에서 실험 결과를 분석하기 위해 GaN FET 및 SJ MOSFET의 데드 타임을 동일하게 설정하였다.

2.4 Cascode GaN FET의 게이트 오실레이션 저감을 위한 RC 스너버

Cascode GaN FET은 입력 게이트가 고전압 GaN을 직접 제어하지 않기 때문에, dv/dt 제어에 문제가 발생할 수 있다. 특히, GaN이 가지는 높은 dv/dt로 인한 오실레이션 문제는 false turn-off와 같은 심각한 문제를 발생시킬 수 있다. 따라서, 본 논문에서는 게이트 오실레이션 저감을 위하여 cascode GaN FET의 drain-source 간에 RC 스너버 회로를 적용하여 $V_{DS}$의 dv/dt의 속도를 조절하여 게이트 오실레이션을 저감하였다.

오실레이션의 경우 스위치의 기생 출력 커패시턴스와 루프의 기생 인덕턴스의 공진에 의해 발생되며 식 (6)과 같다. 초기 오실레이션 주파수를 기반으로 루프 인덕턴스를 계산할 수 있으며, 댐핑 계수($\zeta$)를 고려하여 식 (7-8)을 통해서 스너버 저항과 스너버 커패시턴스를 얻을 수 있다.

(6)

$f_{osc}=\dfrac{1}{2\pi\sqrt{L_{p}C_{oss}}}$

(7)

$\zeta =\left(\dfrac{1}{2R_{S}}\right)\sqrt{\dfrac{L_{P}}{C_{OSS}}}$

(8)

$f_{C}=\dfrac{1}{2\pi R_{S}C_{S}}$

여기서, $f_{C}$는 차단 주파수로 초기값은 $f_{osc}$과 같다. 이후 $\zeta$에 의한 주파수 응답을 고려하여 스너버 파라미터를 최적화 한다. LTspice를 통해서 설계된 RC 스너버 파라미터에 의한 오실레이션 검증 실험을 진행하였다. 모의실험 결과는 그림 7과 같다. 스너버 회로가 없을 때 발생되는 심각한 오실레이션이 발생하였지만, RC 스너버 회로 적용으로 인하여 오실레이션이 억제되었다. 다만, 스위칭 속도를 고려하여 RC 스너버 파라미터의 선정이 요구된다.

그림. 7. RC 파라미터에 따른 모의실험 결과

Fig. 7. Simulation results according to RC parameters

3. 실험 결과

그림 8은 GaN FET를 적용한 6.6kW급 DAB 컨버터 하드웨어를 보여준다. 1차측과 2차측의 전력반도체 소자의 배치와 게이트 구동 회로는 동일하게 구성된다. 특히, 전력반도체 소자와 게이트 드라이브간 기생 인덕턴스의 영향을 줄이기 위해 가깝고 유사한 PCB 패턴으로 설계하였다. 디지털 제어기는 TMS320F280049C를 사용하여 제작되었다.

그림. 8. DAB 컨버터 프로토 타입

Fig. 8. Prototype of the DAB converter

그림 9는 전체적인 실험 환경을 보여준다. 표 2는 실험 조건 및 DAB 컨버터의 설계 사양을 나타낸다. 여기서 $L_{ext}$는 외부 인덕턴스(22μH)와 트랜스포머의 누설 인덕턴스(3μH)를 합한 값이다. $d$는 순방향일 때 +0.44, 역방향일 때 –0.44로 제한하였다.

그림. 9. DAB 컨버터 실험 환경

Fig. 9. Experimental environment for DAB converter

그림. 10. SJ MOSFET 기반 DAB 컨버터 ZVS 특성 : (a) 1,500W, (b) 1,900W

Fig. 10. ZVS characteristics of DAB converter using SJ MOSFET : (a) 1,500W, (b) 1,900W

그림. 11. GaN FET 기반 DAB 컨버터의 ZVS 특성 : (a) 700W, (b) 1,300W

Fig. 11. ZVS characteristics of DAB converter using GaN FET : (a) 700W, (b) 1,300W

그림 10과 11은 SJ MOSFET과 GaN FET에 대한 DAB 출력 사양에 따른 ZVS 특성을 보여준다. SJ MOSFET의 경우 1.9kW에서 모든 스위치가 ZVS를 달성하며, GaN FET 1,300W에서 모든 스위치가 ZVS가 달성된다. 이는 2장에서 분석한 스위칭 소자의 기생 성분에 의한 ZVS 달성 조건과 일치된다. 따라서, GaN FET의 낮은 기생 출력 커패시턴스 특성은 경부하 조건에서 더 빠른 ZVS 달성으로 인하여 효율을 높일 수 있다.

그림 12는 GaN FET를 적용한 DAB 컨버터의 출력 사양에 따른 순방향 실험 결과를 보여준다. 20% ~ 100%까지 부하를 가변하면서 실험을 진행하였다. 그림 11과 같이 출력이 증가함에 따라서 1차측 브릿지와 2차측 브릿지의 위상이 증가되는 것을 볼 수 있다.

그림. 12. GaN FET 기반 DAB 컨버터 실험 결과 : (a) 1,320W, (b) 3,300W, (c) 6,600W

Fig. 12. Experimental results of DAB converter using GaN FET : (a) 1,320W, (b) 3,300W, (c) 6,600W

그림. 13. DAB 컨버터의 전력변환 효율 비교 (GaN FET vs. SJ MOSFET)

Fig. 13. Efficiency comparison of DAB converter (GaN FET vs. SJ MOSFET)

그림 13은 GaN FET 및 SJ MOSFET을 적용한 DAB 컨버터의 부하에 따른 효율 곡선을 보여준다. 경부하 조건에서 효율이 낮은 이유는 순환전류로 인하여 전력반도체 소자, 인덕터 및 변압기의 도통 손실과 하드 스위칭에 따른 스위칭 손실 증가가 전체 효율에 상대적으로 큰 영향을 주었기 때문이다. 하지만, GaN FET의 경우 하드 스위칭 구간에서 우수한 고속 스위칭 및 $Q_{G}$ 특성으로 인하여 스위칭 손실 및 게이트 손실이 SJ MOSFET 대비 작다. 또한, 더 낮은 부하 조건에서 ZVS가 달성되어, 결과적으로 경부하 조건에서 더 높은 효율(약 5%)을 달성되는 것을 확인하였다. 모든 스위치가 ZVS 달성되면, 이후 손실에는 도통 손실이 큰 영향을 미친다. 다만, DAB 컨버터의 경우 턴-오프 손실이 존재하기 때문에, SJ MOSFET의 더 낮은 $R_{DS,\:on}$특성에도 불구하고 경부하 이후 효율은 GaN FET와 거의 유사하다. 이는 SJ MOSFET에 비해 GaN FET의 우수한 스위칭 특성으로 턴-오프 손실이 낮기 때문이다.

그림. 14. GaN FET 기반 DAB 컨버터의 데드 타임에 따른 효율 비교

Fig. 14. Efficiency comparison by dead time of GaN FET based DAB converter

그림. 15. 데드 타임에 따른 실험 파형 (a) 400nsec, (b) 300nsec

Fig. 15. Experimental waveforms according to different dead times : (a) 400nsec, (b) 300nsec

그림 14는 GaN FET을 적용한 DAB 컨버터에서 데드 타임에 따른 효율 특성을 보여준다. 경부하에서 효율 차이의 원인은 최적화되지 못한 데드 타임이다. 그림 14와 같이 긴 데드 타임 구간에서 스위치의 출력 커패시턴스와 유사 공진으로 인하여 $V_{DS}$가 역으로 올라가는 폭이 더 커져 턴-온 손실이 증가된 것이 확인된다. 그림 15는 출력 1,300W에서 데드 타임에 따른 실험 파형을 보여준다. GaN FET의 경우 높은 dv/dt, di/dt 특성으로 인하여 스위칭 속도가 매우 빠르며, 그림 15와 같이 너무 긴 데드 타임은 효율을 저하시키는 원인이 된다. 따라서, 데드 타임의 최적화가 중요하며, 실제 효율이 약 1% 정도 향상되는 것을 확인하였다.

결과적으로 cascode GaN FET을 DAB에 적용시 낮은 기생 출력 커패시턴스로 인하여 경부하에서 ZVS 달성에 유리하다. 또한, 데드 타임 최적화에 따른 경부하에서 턴-온 손실을 줄일 수 있으며, 정격 부하에서는 SJ MOSFET 대비 더 낮은 턴-오프 손실로 인하여 고효율을 달성 할 수 있다. 따라서, GaN FET을 DAB 컨버터에 적용시 경부하 조건 뿐만 아니라 정격 부하에서도 SJ MOSFET보다 고효율 달성에 유리함을 알 수 있다.

4. 결 론

본 논문에서는 cascode GaN FET 기반 EV용 V2x DAB 컨버터의 경부하 효율을 분석하였다. DAB와 같이 ZVS 조건을 달성하는데 충분한 전류가 요구되는 토폴로지의 경우 ZVS 동작 유무에 따라 효율이 크게 달라진다. 따라서, 본 논문에서는 낮은 전류 사양에 의한 하드 스위칭되는 경부하 구간에서의 효율 향상을 위해서 DAB 컨버터에 cascode GaN FET을 적용하였다. 경부하 구간에서의 효율 및 ZVS 특성을 분석하기 위해 기존의 SJ MOSFET과 비교 분석하였다. Cascode GaN FET의 낮은 기생 출력 커패시턴스 특성으로 인하여 기존의 SJ MOSFET 대비 더 낮은 부하에서 ZVS가 달성된다. 또한, 우수한 스위칭 특성으로 게이트 손실이 적고, 턴-온, 오프가 빨라 짧은 데드 타임이 요구된다. 이를 검증하기 위해 6.6kW급 DAB 컨버터에 적용하여 실험을 진행하였다. 실험 결과 기존의 SJ MOSFET에 비해 cascode GaN FET를 적용하였을 때, 더 낮은 부하에서 ZVS가 달성됨을 확인하였다. 또한, 데드 타임 최적화는 경부하 조건에서 스위칭 손실을 더 감소시켜 효율을 증가시킨다. 따라서, DAB 컨버터와 같이 ZVS 달성에 충분한 전류가 필요한 어플리케이션의 경우 cascode GaN FET를 적용하면 더 높은 경부하 효율을 달성 할 수 있다.