김진출
(Jin-Chul Kim)
1iD
박하민
(Ha-Min Park)
2iD
이주
(Ju Lee)
1iD
박진홍
(Jin-Hong Park)
3iD
임태욱
(Tae-Uk Im)
3iD
이재범
(Jae-Bum Lee)
†iD
-
(Dept. of Electrical Engineering, Hanyang University, Korea.)
-
(Dept. of Railway Vehicle & Operation System Engineering, Korea National University
of Transportation, Korea.)
-
(Dept. of EN Technologies Inc, Korea.)
Copyright © The Korea Institute for Structural Maintenance and Inspection
Key words
Fast charger, DC-DC converter, Wide output range, High output current, Output reconfigurable structure, LLC resonant converter, Buck converter
1. 서 론
전 세계적으로 지구온난화로 인한 정부의 저탄소 녹색 성장 정책 때문에 Electric Vehicle (EV) 수요는 계속 증가하고 있다. 하지만 EV의
부족한 충전 인프라와 긴 충전시간은 EV의 상용화를 늦추는 요인들이다 [1],[2]. 이에 따라, EV의 상용화를 위해서 충전 시간을 줄일 수 있는 급속충전기에 대한 필요성은 증대되고 있다. 또한, 급속충전기는 저전압용 배터리부터
고전압용 배터리까지 모두 충전하기 위해서 150 V~ 1,000 V의 넓은 충전 전압 범위가 요구되는 상황이다.
기존의 EV에는 주로 400 V 배터리가 탑재되고 있었으나, 더 높은 용량을 가지는 800 V 배터리 탑재를 하는 EV도 개발되고 있는 추세이며 800
V의 고전압 배터리를 장착할 경우 같은 배터리 용량일지라도, 높은 전압에서 낮은 전류로 운용되기 때문에 전력 효율을 높여 장거리 주행이 가능하게 하는
장점이 있다 [3]. 따라서, 저전압과 고전압 배터리 모두 충전이 가능한, 넓은 출력 전압 범위를 가지는 급속 충전기가 필요하며, 이를 위해서는 급속 충전기의 구성요소인
DC-DC 컨버터에 대한 설계가 중요하다.
급속 충전기는 그림 1처럼, AC-DC 컨버터와 DC-DC 컨버터로 구성되어 있다. AC-DC 컨버터는 3상 교류를 직류로 변환하는 역할을 수행하고 DC-DC 컨버터는
AC-DC 컨버터의 출력전압을 인가받아 그림 2처럼 150 ~1,000 V 배터리의 요구 충전 전압으로 변환하는 역할을 수행한다.
그림 1. EV 급속 충전 블록다이어그램
Fig. 1. EV Fast Charger Block Diagram
그림 2. EV 배터리 충전 프로파일 (a) 저전압 배터리 (b) 고전압 배터리
Fig. 2. EV Battery Charging Profile (a) Low Voltage Battery (b) High Voltage Battery
현재까지 개발된 400 V와 800 V 배터리 탑재 차량을 모두 충전 할 수 있는 DC-DC 컨버터는 10 kW까지 개발된 상황이고 [4], 요구 급속 충전기의 용량에 맞게 병렬로 모듈 개수를 확장하여 급속충전기를 운용하고 있다. 하지만, 차세대 급속충전기의 전력 용량은 400 kW이상이
요구되고 있으며 [5], 해당 용량의 급속 충전기를 가동하기 위해서는, 기존 10 kW의 용량 컨버터 40개가 병렬로 연결되어야 하는 상황이다. 이처럼, 많은 수의 DC-DC
컨버터가 병렬로 연결되어 동작 할 경우, 두 가지의 부수적인 단점이 존재하게 된다.
1) 유지 및 보수 횟수의 증가 : 많은 모듈수가 운용되므로, 모듈의 고장 가능성이 높아지며, 유지와 보수 횟수가 증가
2) 제어 시스템 복잡성 : 많은 수의 모듈을 동시에 제어해야하므로 제어 시스템이 더 복잡해짐
위 단점들을 보완하며, 400 kW 용량의 차세대 급속 충전기를 운용하기 위해서, 50 kW급 이상, 높은 용량의 150 V~ 1,000 V의 넓은
충전전압 범위를 가지는 DC-DC 컨버터 모듈을 개발해야 하는 상황이다. 본 논문에서는 50 kW 급속충전용 DC-DC 컨버터에 최적화된 토폴로지를
찾기 위하여, 기존에 급속 충전용 DC-DC 컨버터 토폴로지로서 주로 사용되는 LLC 공진형 컨버터 [6],[7], Phase-Shift Full-Bridge (PSFB) 컨버터 [8],[9], Dual-Active-Bridge (DAB)컨버터 [10],[11]에 대해 현재의 넓은 출력 전압 범위와 50 kW라는 높은 용량에 적용하였을 때의 발생하는 장점과 단점을 분석하고자 하였다.
토폴로지 비교 결과, 위상 천이를 통한 입·출력 전압 게인을 조정하며 Zero Voltage Switching (ZVS)이 가능한 PSFB 컨버터와
LLC 공진형 컨버터에서 변압기 누설 인덕턴스를 공진 인덕턴스로 사용하고, Buck 컨버터를 추가하여 [12], LLC 컨버터의 단점을 보완한 LLC+Buck 컨버터가 50 kW급 급속충전기 사양에 적합한 토폴로지임을 알 수 있었다.
두 토폴로지 중에서, 하나의 최적 토폴로지를 도출하기 위해, 두 토폴로지 기반으로 급속 충전용 DC-DC 컨버터 모듈을 상세 설계하여 효율과 부피
측면에서 비교하였다. 두 가지 토폴로지의 출력단 구조를 배터리 충전 전압에 맞춰 변경하는 방식을 적용하여 [13], 그림 2의 모든 출력 전압 범위를 만족하도록 상세 설계를 진행하였고, 상세 설계 결과, LLC+Buck 컨버터가 PSFB 컨버터보다 부피와 효율 측면에서
더 우위을 가지는 것을 확인하였다. 또한, 회로 해석과 열-유동 해석 시물레이션 소프트웨어를 이용하여 컨버터 설계 결과를 검증하였다.
2. Comparison and Analysis of DC-DC Converter Topology for Fast Charging
급속충전용 DC-DC 컨버터는 지상부의 계통 전원과 차량 배터리 사이에 절연이 요구되는 특징이 있다. 따라서, 절연형 DC-DC 컨버터 토폴로지가
요구된다. 또한, 높은 용량의 전력을 전달하기 때문에, 고효율을 성취를 통해 손실을 저감하여 방열 설계의 이점을 가질 수 있고 고주파 구동을 통해,
소자들의 부피를 저감하여 전력밀도를 높일 수 있는 특징을 가지는 토폴로지가 요구된다. 1차 측과 2차 측의 절연을 위한 변압기가 탑재되며, 스위치의
ZVS 성취를 통해 고효율 동작과 고주파 구동이 가능하여 급속 충전용 DC-DC 컨버터에 주로 사용되는 토폴로지들은 LLC 공진형 컨버터, PSFB
컨버터, DAB 컨버터가 있다. 먼저, 각 토폴로지 별 기본 동작 원리와 넓은 출력 전압 범위에서의 장단점을 분석하고자 한다.
2.1 LLC Resonant Converter
LLC 공진형 컨버터는 그림 3과 같은 1차측 풀브릿지의 Leading leg와 Lagging lag 사이에 공진 인덕터와 공진 커패시터 그리고 변압기를 배치하여 공진탱크를 구성하고,
공진 탱크의 극전압에 입력전압 (VS)이 양과 음을 교번하여 인가되도록, 항상 시비율을 0.5으로 고정하여 스위치를 동작한다. 이때, 공진 탱크에
인가된 극전압 파형에서 First Harmonic Approximation (FHA)를 이용하여, 1차 기본파 성분에 해당하는 공진 전류만, 2차측으로
전달하여 전력을 전달한다.
LLC 공진형 컨버터의 입출력 전압 관계식은 FHA를 이용하여 그림 4와 같이 등가회로로 표현될 수 있고, 해당 등가회로에서 임피던스 분배를 통하여 식 (1)로 주파수에 따른 입출력 전압 게인 (M)을 도출할 수 있다. 해당 식에서 n (N1/N2)은 변압기 턴수비를 의미하고, w는 각속도를 의미하며,
wP는 공진탱크의 공진 인덕턴스 (LR)와 공진 커패시터 (CR)의 공진 주파수에 의한 각속도를 의미한다. k는 식 (2)처럼 변압기의 자화 인덕턴스 (LM)를 공진 인덕턴스 (LR)로 나눈 값이며, Q는 LR을 CR로 나눈 값에 제곱근을 한 값을 교류 저항 (Rac)으로
나눈 값이다. 식 (3)은 공진 탱크 극전압의 기본파의 크기와 공진 전류의 크기를 의미한다. Rac는 식 (4)으로 정의되며, 공진 탱크 극전압의 기본파를 공진 전류로 나눈 값을 의미한다.
그림 3. LLC 컨버터 회로와 주요 동작 파형
Fig. 3. LLC Converter Operation circuit diagram
그림 4. FHA를 통해 근사화된 등가회로
Fig. 4. FHA Equivalent Circuit of an LLC Converter
그림 5. 주파수에 따른 이득 곡선
Fig. 5. Gain Curve according to Frequency
식 (1)를 보면 주파수에 의해 입출력 이득이 변화하기 때문에, LLC 공진형 컨버터는 주파수의 증가와 감소를 통하여 임피던스가 변화하게 되고, 주파수의 변화를
통해, 출력 전압을 조절한다. 그림 5와 같은 주파수에 따른 이득 곡선을 도출할 수 있으며, 설계 파라미터인 k factor와 Q factor에 따라 이득 곡선이 형성되기 때문에 [14], 적절한 k factor와 Q factor를 선정하여, 요구하는 사양에 맞는 LLC 공진형 컨버터를 설계하게 된다.
LLC 공진형 컨버터는 1차측 스위치의 ZVS와 2차측 정류 다이오드의 Zero Current Switching (ZCS)가 가능한 장점이 있으며,
낮은 출력 전압을 기준으로 턴수비를 선정하고 높은 출력 전압 요구 조건에서는 LLC 컨버터의 스위칭 주파수가 공진 주파수보다 느린 Below 동작을
통해, 출력 전압을 증가하도록 설계한다. Below 동작에서는 변압기 자화전류가 1차측 스위치의 턴 오프 전류가 되므로, 스위치의 턴오프 전류를 저감할
수 있는 장점이 있으며, 턴수비가 크게 설계될 경우 1차측 스위치의 턴오프 전류 및 도통 전류가 더욱 저감되는 장점이 있다.
그러나, 넓은 출력 전압 범위에서는 LLC 공진형 컨버터의 주파수 변동 범위가 넓어지게 되고, 이는 곧 낮은 주파수 구동으로 인한 변압기의 자속밀도
증가로 인한 코어손실과 공진점에서 많이 벗어날 경우 발생하는 고조파 전류들에 의한 Eddy effect로 변압기 권선의 추가적인 AC 손실 등이 유발된다.
높은 이득을 성취하고, 좁은 주파수 변동 범위를 유지하기 위해서는, 낮은 k 와 Q Factor의 설계가 필수적이다.
낮은 k와 높은 Q factor를 만족하기 위해서는 LM을 낮춰야 하며, 낮은 LM을 사용할 경우, 스위치의 턴오프 전류가 증가하여 스위치의 턴오프
손실이 증가하는 단점과 LM을 낮추기 위해 변압기 공극을 키울 경우 공극 자속의 플린징 효과(Fringing effect)로 인하여 인접 변압기 권선의
AC손실이 증가하는 단점이 있다 [15]. LR을 키우게 되면 공진 인덕터의 부피가 커지는 단점이 존재한다. 또한, CR을 감소시킬 경우, 식 (5)와 같이, 공진 커패시터의 에너지는 공진 인덕터의 에너지와 동일하기 때문에, 공진 커패시터의 걸리는 전압이 증가하여 높은 정격 전압을 가지는 공진
커패시터를 선정해야하는 단점을 초래한다.
2.2 PSFB Converter
먼저, PSFB 컨버터는 그림 6과 같으며, 1차측 풀브릿지단과 2차측 정류단을 토대로, 1차측 풀브릿지 레그 사이에 1차측 스위치와 2차측 다이오드의 ZVS 에너지 확보를 위한추가
인덕터 (LEXT), 변압기가 배치된다. 2차측 정류단 레그 사이에는 변압기가 배치되고, 정류단 이후로 출력 인덕터 (LO)가 추가된다.
PSFB 컨버터의 입출력 전압 관계식은 식 (6)와 같으며 Vo는 출력전압, Vs는 입력전압 DEff는 유효 시비율, n(N1/N2)은 변압기 턴수비를 의미한다. DEff는 PSFB 컨버터 동작시에
추가 인덕터의 전류가 1차측 극전압의 방향으로 Commutation되는 시간을 제외한 Powering 구간을 의미한다. 그림 7의 t3~t5까지의 시간을 의미한다.
그림 6. 풀브릿지 위상천이 컨버터 회로도
Fig. 6. PSFB Converter Circuit diagram
그림 7. 풀브릿지 위상천이 컨버터 동작 파형
Fig. 7. Waveforms of the PSFB Converter
그림 8. 풀브릿지 위상천이 컨버터 t5 이후 등가회로
Fig. 8. Equivalent circuit after t5 of the PSFB Converter
PSFB 컨버터는 1차측 풀브릿지 단의 Leading Leg와 Lagging leg의 위상을 천이시켜 출력전압을 선형적으로 조절하는 장점이 있으며,
1차측 모든 스위치가 ZVS 성취 가능하고 2차측 정류단 이후 LC 필터 적용을 통하여 출력 전류를 DC에 가깝게 만들면서, 주요 소자들의 RMS
전류를 저감 할 수 있는 장점이 있다.
그러나, PSFB는 넓은 출력 전압 범위를 갖는 조건에서 설계를 진행할 경우 높은 출력 전압에 맞춰 n을 선정한 후 낮은 출력 전압 구간에서는 위상천이
구간을 늘려서 출력 전압을 조절하기 때문에 n을 낮게 사용해야 하며, 이는 곧 1차측으로 투영되는 전류 증가에 의한, 스위치 턴오프 손실과 도통손실
증가를 야기한다. 또한, 2차측 정류단의 전압 스트레스 또한 증가하며, 낮은 출력 전압 조건에서의 위상 천위 구간 (그림 4의 t2~t3 구간) 증가로 순환전류가 증가하여 효율이 저하되는 단점이 있다. 마지막으로, 1차 측 추가 인덕턴스와 2차 측 정류단 다이오드의 기생
커패시턴스의 공진 때문에 정류단 다이오드에 링잉 전압이 t5 이후로, 그림 8와 같은 등가회로를 기반하여, 입력전압의 2배의 크기를 가지며 발생한다. 따라서, 링잉 전압을 클램핑 하기 위한 추가적인 스너버 회로 또는 클램프
다이오드가 요구되며, 스너버 회로 및 클램프 다이오드 추가로 인한 손실로, 효율이 저하되는 단점이 있다.
2.3 DAB Converter
DAB 컨버터는 1차 측 풀브릿지, 2차 측 풀브릿지 구조를 기반으로, 1차 측과 2차 측 각 레그의 중간에 변압기의 1차측과 2차측이 연결되어 있다.
또한, 변압기 1차 측 앞단에 직렬로 인덕터 (L)를 배치하고 인덕터에 걸리는 1차 측과 2차 측의 극전압을 조절하여 전력을 전달하는 구조이다. DAB
컨버터의 입출력 전압 관계식 (M)은 식 (7)과 같다. 식 (7)은 인덕터의 흐르는 평균 전류와 출력 전압을 곱한 값인 출력 Power가 입력 Power와 동일하다는 방정식을 통하여 얻은 수식이며, 이론상 최대로
사용 가능한 시비율 (D)은 0.5이다. n(N1/N2)은 변압기 턴수비 Vo는 출력전압, Vs는 입력전압, Po는 입력 전력, L은 직렬 인덕터
인덕턴스, Ts는 스위칭 주기를 의미한다.
DAB는 양방향 충방전이 가능하기 때문에 Vehicle to Ground (V2G), Vehicle to Vehicle (V2V)가 가능하며, 1차측과
2차측 모든 스위치의 ZVS가 가능한 장점이 있다. 또한, 2차측 정류단을 다이오드가 아닌 Synchronize Rectifier (SR)로 구성되는
장점이 있다. SR을 사용 할 경우, 다이오드의 순방향 전압과 평균전류의 곱으로 인하여 발생하는 손실이 아닌, 스위치의 ON 저항에 RMS 전류의
제곱으로 정류단의 손실을 계산하며, 정류단의 도통 손실을 저감하여 고효율 동작에 도움이 되는 특징이 있다. 또한 변압기의 자화인덕턴스가 입출력 전압
이득과 무관하기 때문에 변압기의 공극은 작고, 큰 자화 인덕턴스를 가지는 변압기 설계가 가능하다. 변압기 공극이 작기 때문에, 변압기 공극 부근에서
발생하는 플린징 효과로 인한 권선의 AC 손실을 저감 할 수 있는 장점이 있다.
식 (8)은 1차 측 ZVS 조건을 나타내며, 그림 10에서 QP1과 QP2 소자가 켜지기 전, 인덕터 전류가 음의 값을 가져야 ZVS가 가능한 전류임을 의미한다. 식 (9)는 2차 측 ZVS 조건을 나타내며, 그림 10에서 QP5과 QP6 소자가 켜지기 전, 인덕터 전류가 양의 값을 가져야 ZVS가 가능 전류임을 의미한다. 식 (8), (9) 둘 다 만족해야 DAB 컨버터의 장점인 모든 소자의 ZVS가 성취 될 수 있는 중요한 특징이 있다.
그러나, 넓은 출력 전압 및 부하 범위에서는 모든 조건에서 ZVS가 성취 가능할 수 있도록 변압기의 턴수비를 선정하는데 어려움이 있으며, 스위칭 주파수를
증가시켜 모든 조건이 ZVS가 성취되도록 설계 할 수 있지만, 스위칭 손실 증가로 인하여 스위치 소자가 파손될 여지가 있으므로, 스위칭 주파수를 증가시키는
것도 어려움이 있다. 또한, 직렬 인덕터의 인덕턴스를 증가 시켜 ZVS 조건을 충족하게 할 수 있으나, DAB에서 인덕턴스가 증가할 경우, 직렬 인덕터의
크기가 커지는 단점이 존재하므로 인덕턴스를 키워 ZVS 구간을 확보하는 것도 넓은 출력 전압 범위를 갖는 사양에 적용하기에는 어려운 점이 존재한다.
그림 9. DAB 컨버터 회로도
Fig. 9. DAB Converter Circuit diagram
그림 10. DAB 컨버터 동작 파형
Fig. 10. Waveforms of DAB Converter
그림 11. LLC+Buck 컨버터 회로도
Fig. 11. LLC+Buck Converter Circuit diagram
2.4 Proposed DC-DC Converter Topologies for fast charging
표 1은 급속 충전용 사양에 적용시에 나타나는 토폴로지별 장점과 단점을 정리한 표이다. 세 가지 토폴로지 중에서 DAB 토폴로지를 본 50 kW 급속충전기
사양에 적용하였을 경우, ZVS 구간 확보를 위해 인덕터의 크기가 증가 및 높은 스위칭 주파수 사용으로 인한 스위칭 손실의 증가 우려가 있으므로,
DAB 컨버터는 본 급속 충전 사양에 적합하지 않다고 판단하였다.
LLC 컨버터의 경우, 넓은 출력 전압 사양에서는 낮은 k factor와 높은 Q factor를 얻기 위해 공진 인덕터의 크기가 커지는 단점과 넓은
주파수 동작 범위에서의 동작으로 인한 단점들 때문에, LLC 공진형 컨버터를 단독으로 적용하는 것은 바람직하지 않은 상황이다. 따라서 LLC 공진형
컨버터에 Buck 컨버터를 연결한 구조인, LLC+Buck 토폴로지를 급속 충전용 토폴로지로서 적용하는 방안을 검토하고자 하였다
LLC+Buck 컨버터에서, LLC 공진형 컨버터는 일정한 입력 전압, 일정한 출력 전압 사양으로 설계하여 넓은 출력 전압 범위에 의해 파생된 단점들을
보완하고 변압기의 누설인덕턴스를 공진 인덕턴스로 사용하기 때문에, 공진인덕터를 제거하여 부피를 저감이 가능한 장점이 있다. 마지막으로, Buck 컨버터를
추가로 장착하여 배터리 요구충전 전압 제어는 Buck 컨버터에서 시비율 제어를 통해 선형적으로 조절 가능한 특징이 있다.
PSFB의 경우 넓은 출력 전압 범위의 사양에서 1차 측 스위치가 모두 ZVS 성취 가능한 장점이 있고, 1차 측 풀 브릿지의 Lag들의 위상천이를
통한 선형제어가 가능하므로 급속충전용 토폴로지로서 적용 가능할 것으로 판단하였다. LLC+Buck 컨버터와 PSFB 컨버터 모두 급속 충전 토폴로지로서
적용 가능한 상황이다. 따라서, 급속 충전 사양에 맞게 두 가지 토폴로지 모두 상세 설계를 진행한 후 효율, 부피, MCU 측면에서의 특징을 비교한
후 급속충전용 토폴로지에 가장 적합한 토폴로지를 선정하고자 하였다.
표 1 급속 충전기 사양 적용에 따른 DC-DC 컨버터 토폴로지 분석
Table 1 Analysis of DC-DC converters topology with fast charger specification
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LLC Resonant Converter
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PSFB Converter
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DAB Converter
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Benefit
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· 1차 측 모든 스위치 ZVS 성취
· 2차측 정류 다이오드 ZCS 동작
· 고효율 및 고주파 구동 가능
· 출력 인덕터 제거 및 고주파 구동으로 DC-DC 단 부피 저감 가능
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· 1차 측 모든 스위치 ZVS 성취
· 2차 측 LC필터 적용을 통한 소자 RMS 전류 저감 → 고효율 및 고주파 구동 가능
· 1차 측 스위치 게이트 위상천이를 통한 선형 제어 가능
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· 1차, 2차 측 모든 스위치 ZVS 성취 가능 및 2 차측 스위치 적용을 통한 도통 손실 감소로 고효율 동작
· 큰 LM 설계 가능 → 변압기 공극 감소 → 플린징 효과 감소 → 권선 AC손실 저감
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Drawback
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· Low K/ High Q를 만들기 위해, LM 감소 → LM 전류리플 증가 → 스위치 턴오프 전류 증가 → 스위치 턴 오프 손실 증가
· LM 감소를 위해 변압기 공극 증가 → 변압기 플린징 효과 증가 → 권선 AC손실 증가
· K 증가를 위해 LR 증가 : 추가 공진 인덕터 필요 → 부피 증가
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· 높은 출력 전압 범위에서 턴수비 선정 할 경우 → 턴수비 감소
· 턴수비 감소 → 1차 측 투영 전류 증가 → 스위치 턴 오프 손실, 도통 손실 증가
· 턴수비 감소 → 2차 측 정류단 전압 스트레스 증가
· 낮은 출력 전압 조건 : 위상 천위 구간의 증가로 순환전류 증가 → 효율 저하
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· 넓은 출력 전압 범위에서는 ZVS 동작이 불가능한 조건 발생 → ZVS를 가능하게 하기 위한 방안 도출 필요
· 변압기 Tap 방식 : 변압기 턴수비를 출력 전압에 따라 조절하여 ZVS 조건 확보 → 연속적인 배터리 충전이 불가능한 단점
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3. Proposed Topology Detailed Design
제안하는 PSFB 컨버터와 LLC+Buck 컨버터를 상세 설계하여 비교하고자 한다. 3.1절에서는 그림 2의 배터리 충전 프로파일과 컨버터 설계 사양에 대해서 설명한다. 3.2절에서는 본 논문에서 제안하는 배터리 충전 전압에 따른 DC-DC 컨버터의 2차
측 구성을 변경하는 구조에 대해 설명한다. 3.3절과 3.4절에서는 LLC+Buck와 PSFB 컨버터 토폴로지를 기반으로 제안하는 구조에 적용 시의
결과를 나타낸다. 또한, 이 설계 결과는 4절에서 회로 해석 시뮬레이션 소프트웨어인 PSIM과 열-유동해석 시뮬레이션 소프트웨어인 Ansys社의 Icepak을
통하여 검증된다.
3.1 DC-DC Converter Design Specification for 50 kW Fast Charging
LLC+Buck 컨버터와 PSFB 컨버터를 상세 설계하여 서로 비교하기 위해서, 그림 2의 배터리 전압 충전 프로파일을 기반으로 설계 조건을 선정하고자 하였다. 저전압 배터리 충전 사양은 150 A를 최대 충전 전류로 가지며, Constant
Current (CC) 모드로 150 V에서 충전을 시작하여 50 kW Power에 도달하는 333.3 V부터는 50 kW의 용량을 유지하며, 충전
전류를 감소하며 충전하고, 충전 전압은 500 V까지 증가하는 사양을 가진다. 고전압 배터리 사양은 100 A를 최대 충전 전류로 가지며, Constant
Current (CC) 모드로 150 V에서 충전을 시작하여 50 kW Power에 도달하는 500 V부터는 50 kW의 용량을 유지하며, 충전 전류를
감소하며 충전하고, 충전 전압은 1,000 V까지 증가하는 사양을 가진다.
3상 PFC의 출력 전압이 DC-DC 컨버터의 입력전압이 되므로, SVPWM 제어를 기준으로, 3상 PFC 컨버터의 최소 전압은 537V 가 된다.
하지만, 3상 PFC 출력 전압을 800 V로 선정하여, DC-DC 컨버터의 입력 전류를 저감하여 스위치 소자에서 발생하는 도통 손실과 스위칭 손실을
줄이고자 하였다. 따라서, DC-DC 컨버터의 입력전압은 800 V로 인가 받도록 선정하였다.
저전압 배터리 충전시에는 DC-DC 컨버터 출력단이 병렬로 연결되기 때문에 배터리 충전 전압과 DC-DC 컨버터 출력 전압이 동일한 상황이다. 그림 2의 Case 1,2,3이 해당 조건이다. 고전압 배터리 충전시에는 DC-DC 컨버터의 출력단이 직렬로 연결되기 때문에 상부 모듈과 하부 모듈의 DC-DC
컨버터의 출력전압이 합쳐져서 배터리 충전 전압을 형성하므로, DC-DC 컨버터 출력 전압의 2배가 배터리 충전전압이 된다. 그림 2의 Case 4,5,6이 해당 조건이다. DC-DC 컨버터 출력단 병렬,직렬 연결 구조에 대한 내용은 3.2절에서 이어서 설명한다.
3.2 DC-DC Converter Structure for 50 kW Fast Charging
그림 2의 배터리 충전 프로파일을 만족하는 컨버터를 구성하기 위해서는 짝수개의 DC-DC 컨버터를 그림 12와 그림 15 같이 모듈 형태로 장착하고, 저전압 배터리를 충전하는 경우에는, 모든 DC-DC 컨버터 모듈이 입력과 출력 모두 병렬로 연결하여 동작하도록 설계하였다.
고전압 배터리 충전 시에는 모든 DC-DC 컨버터의 입력은 병렬로 연결되지만, 출력단은 절반의 모듈씩 서로 직렬로 연결하여 출력 전압 이득이 2배가
되어 동작하도록 급속 충전용 DC-DC 컨버터를 구성하였다.
저전압 배터리 충전, 즉 입력 출력 모두 병렬 구성일 경우, 모드체인지 다이오드를 상부 모듈의 (+)단과 하부 모듈의 GND 단에 장착하여 출력단이
병렬로 연결되도록 구성하였다. 병렬로 출력 모듈을 구성할 경우 최종 부하 전류가 모듈별로 나눠서 동작하기 때문에 모듈별로 발생하는 전류 스트레스를
줄일 수 있는 장점이 있다.
고전압 배터리 충전시, 즉 입력은 병렬로, 출력은 직렬로 구성일 경우, Contact 저항이 낮은 릴레이를 상부 모듈과 하부 모듈에 연결하여 고효율을
유지하며, 출력단이 직렬로 구성하여 동작하도록 설계하였다. 출력단이 직렬로 연결 될 경우, 모듈별로 느끼는 전압 스트레스를 줄일수 있는 장점을 가진다.
위와 같은 직렬-병렬 모드 변경이 가능한 구조를 기반으로 DC-DC 컨버터를 모듈화하여 구성하기 위한 기본 토폴로지로서 PSFB 컨버터와 LLC+Buck
컨버터로 상세설계를 진행하였다.
그림 12. LLC+Buck 컨버터 회로도
Fig. 12. LLC+Buck Converter Circuit diagram
3.3 LLC+Buck Converter Detailed Design
LLC 공진형 컨버터는 표 2의 사양과 같이, 입력전압은 800 V, 출력 전압은 550 V로 일정한 입출력 전압을 갖도록 선정하였고, 배터리 충전 프로파일에 따라 부하만 변동이
되므로, 상대적으로 k factor를 낮게 가져가지 않아도 되는 장점을 가지며 설계를 진행하였다.
LLC 공진형 컨버터 변압기의 턴수비는 16:11, 변압기 자화 인덕턴스 (LM)는 150 μH, 1차측 등가 누설 인덕턴스는 3.5μH로 설계하였다.
변압기의 1차측 등가 누설 인덕턴스를 공진 인덕턴스(LR)로 이용하여 LLC 컨버터의 부피 저감을 극대화 하였다. 상세한 변압기 사항은 표 3에 표기하였다.
135 kHz의 공진 주파수를 맞추기 위해 공진 커패시터는 396 nF을 사용하였고 120 kHz로 스위칭 주파수로 구동하여 Below 조건에서 동작하도록
설계하였다. 스위치의 온 저항과 다이오드 순방향 전압, 변압기 권선 및 PCB 패턴 전압 강하 등을 고려할 경우 공진점 동작시에는 LLC 컨버터의
출력 전압이 550 V 미만으로 감소하기 때문에 약간 Below 부근에서 동작하여 LLC 출력 전압을 항상 550 V 이상으로 유지하려고 하였다.
표 2 LLC+Buck 컨버터 설계 사양
Table 2 Design Parameter of LLC+Buck Converter
|
Item
|
Value
|
|
Input Voltage
|
800 V
|
|
Link Voltage
|
550 V
|
|
Output Voltage
|
150 V~ 1.000 V
|
|
Rated Output Power
|
12.5 kW×4M=50 kW
|
|
Switching Frequency
|
120 kHz/50 kHz
|
|
Switch (LLC)
|
C3M0075120D
|
|
Switch (Buck)
|
C3M0032120K
|
|
Diode (LLC, Buck)
|
IDWD40G120C5
|
|
Resonant Capacitor
(LLC)
|
GCM32E5C2J333FX0A
396 nF, (12EA-Parallel)
|
|
Output Capacitor
(LLC, Buck)
|
C4AQIBW5550A3NJ
50 μF / 1EA
|
표 3 LLC 변압기 설계 사양
Table 3 LLC Transformer Design Parameter
|
Item
|
Value
|
|
LM, LR
|
150 μH, 3.5 μH
|
|
Core
|
EE6565×2EA, PL-13
|
|
AC, AW
|
1,075 mm2, 575 mm2
|
|
Bmax
|
0.09 T
|
|
Core Loss
|
5.48 W (VO:550 V, PO:12.5 kW)
|
|
Winding Loss
|
17.13 W (VO:550 V, PO:12.5 kW)
|
표 4 Buck 출력 인덕터 설계 사양
Table 4 Buck Output Inductor Design Parameter
|
Item
|
Value
|
|
LO
|
196 μH
|
|
Core
|
OD467×2EA, Highflux-60μ
|
|
AC, AW
|
407 mm2, 457 mm2
|
|
Number of Turns
|
27
|
|
Bmax
|
1.01 T
|
|
Core Loss
|
13.3 W (VO:250 V, PO:12.5 kW)
|
|
Winding Loss
|
23.54 W (VO:250 V, PO:12.5 kW)
|
Buck 컨버터는 하드 스위칭 토폴로지이므로, 스위치와 다이오드를 모두 2병렬씩 설계하여 소자에 가해지는 손실을 줄이고자 하였다. Buck 컨버터는
배터리 충전 프로파일 모든 부분을 고려하여 설계 되어야하므로, 그림 2의 6가지 Case에 대한 손실을 모두 고려하였고, Case 5의 조건에서 인덕터의 코어 손실과 권선 손실의 합이 가장 크므로, Case 5를 기준으로
Buck 컨버터의 인덕터를 표 4의 사양으로 설계하였다. Buck 컨버터와 LLC 공진형 컨버터의 출력 커패시터는 동일한 사양의 커패시터로 설계되었다.
그림 13은 LLC 공진형 컨버터의 6가지 동작 조건에 따른 주요 부품들의 손실을 나타낸다. LLC 공진형 컨버터는 모든 조건에서 입력전압과 출력 전압 조건이
동일하며, 부하 전류에 따른 차이만 존재하므로, Power가 큰 조건들에서 주요 부품들의 손실이 큰 것들을 확인 할 수 있다.
그림 14는 Buck 컨버터의 6가지 동작 조건에 따른 주요 부품들의 손실을 나타낸다. 스위치의 손실은 빨간색 스위칭 손실과 노란색 도통손실로 나누어 정의하였다.
Case 5에서 50 A의 최대 부하전류와 스위치가 도통되는 시간의 증가로, 스위치의 도통손실이 가장 크며, 스위칭 손실도 가장 큰 조건이다. Case
4는 스위치 동작 시비율이 가장 낮은 조건이며, 다이오드는 스위치와 상보적으로 전류가 흐르기 때문에 이 조건이 다이오드의 도통 손실이 가장 큰 조건이
된다.
그림 13. LLC 컨버터 주요 부품 손실 비교(1개 모듈, 3.75 kW~12.5 kW)
Fig. 13. LLC Converters Key Parts Loss Comparison (1-Module, 3.75 kW~12.5 kW)
그림 14. Buck 컨버터 주요 부품 손실 비교(1개 모듈, 3.75 kW~12.5 kW)
Fig. 14. Buck Converters Key Parts Loss Comparison (1-Module, 3.75 kW~12.5 kW)
그림 15. PSFB 컨버터 회로도
Fig. 15. PSFB Converter Circuit diagram
3.4 PSFB Converter Detailed Design
PSFB Converter를 설계하기 위해서는 PSFB 컨버터 최대 유효 시비율 선정과 변압기의 턴수비 선정이 필수적이다. 사용 가능한 최대 시비율과
추가 인덕턴스 값. 변압기 턴수비 세 가지의 파라미터가 동시에 고려되어 선정해야 한다.
우선 사용 가능한 최대 시비율은 0.02으 마진을 고려하여 0.48 미만으로 선정하였다. 또한, 최대 이득이 필요한 출력 전압 500 V 조건에서
추가 인덕터 전류의 commutation에 의한 powering 구간 손실까지 고려하였다.
모든 배터리 충전 프로파일 조건에서, 50% 이상 부하에서는 ZVS 가능하도록 추가 인덕터의 인덕턴스를 15 μH로 선정하였다. 최대 시비율과 50%
이상 부하까지 ZVS 가능한 LExt을 고려하여 턴수비를 4/3으로 선정하였고, 사용하는 최대 시비율은 0.4635로 선정하였다.
PSFB 컨버터는 6개 모듈 기준으로 선정하였으며, 4개 모듈로 50 kW 용량을 감당하도록 설계를 진행한 경우, TO-247 패키지로 설계한 스위치와
다이오드의 손실량이 34 W, 30.5 W로 높은 손실이 발생하였다. 또한, 변압기 높이가 80 mm까지 커지게 되므로, 변압기의 높이 때문에 전체
시스템 높이가 커져 전력밀도 측면에서 손해보는 부분 존재하였다. 따라서, 표 5과 같은 사양으로, PSFB 컨버터는 6모듈 기준으로 설계를 진행하였다.
6개 모듈로 설계하였기 때문에 1개 모듈의 PSFB 컨버터 기준 8.33 kW 용량을 가지게 되며, 변압기는 EE7066S 코어를 2개 적층하여 사용하였으며,
12:9로 1차 측과 2차 측 턴수를 선정하였다. 변압기의 최대자속밀도는 0.1 T까지 사용하였다. LM은 1 mH, 1차 측 등가 인덕턴스는 2.07
μH를 시뮬레이션을 통하여 검증하였다. 변압기의 1차 측 등가 누설 인덕턴스가 2 μH이기 때문에, 추가적인 직렬 인덕터의 요구 인덕턴스는 13 μH이다.
추가 인덕터에는 PQ3020S 코어를 사용하였으며, 8턴의 턴수로 선정하였다.
출력 인덕터의 인덕턴스는 85 μH로 선정하였고, 이때 최대 전류 리플은 8.58 A를 갖게 설계 하였다. Highflux-60u 재질의 OD358코어를
2EA 병렬로 사용하여 설계하였으며, 28turn의 턴수를 갖도록 설계하였다. 자성체의 자세한 사항은 표 6, 표 7, 표 8에 표시하였다. 출력 커패시터는 10 uF의 정전용량을 가지는 1개의 커패시터로 선정하였다.
그림 16은 PSFB 컨버터의 6가지 동작 조건에 스위치, 다이오드, 변압기의 손실을 나타내고, 그림 17은 추가 인덕터와 출력 인덕터의 손실 나타낸다. Case 5에서 소자들의 손실이 가장 큰 것을 확인할 수 있다. 이는 출력 전류가 큰 조건이며, 스위치의
시비율 또한 작지 않은 조건이기 때문에 스위치와 정류단 다이오드 모두 최악 손실 조건이 된다.
그림 16. PSFB 컨버터 스위치, 다이오드, 변압기 손실 비교(1개 모듈, 2.5 kW~8.33 kW)
Fig. 16. PSFB Converter Switch, Diode, Transformer Loss Comparison (1-Module, 2.5
kW~8.33 kW)
그림 17. PSFB 컨버터 추가 인덕터, 출력 인덕터 손실 비교(1개 모듈, 2.5kW~8.33kW)
Fig. 17. PSFB Converters Extra Inductor, Output Inductor Loss Comparison (1-Module,
2.5 kW~8.33 kW)
표 5 PSFB 컨버터 설계 사양
Table 5 Design Parameter of PSFB Converter
|
Item
|
Value
|
|
Input Voltage
|
800 V
|
|
Output Voltage
|
150 V~ 1,000 V
|
|
Rated Output Power
|
8.33 kW×6M=50 kW
|
|
Switching Frequency
|
100 kHz
|
|
Switch
|
C3M0032120K
|
|
Diode
|
IDWD40G120C5
|
|
Output Capacitor
|
MKP1848C61080JP4
10 μF, 1EA
|
표 6 PSFB 변압기 설계 사양
Table 6 PSFB Transformer Design Parameter
|
Item
|
Value
|
|
LM
|
1 mH
|
|
Core
|
EE7066×2EA, PL-13
|
|
AC, AW
|
1,365 mm2, 597.18 mm2
|
|
Bmax
|
0.1 T (VO:500 V, PO:8.33 kW)
|
|
Core Loss
|
5.07 W (VO:500 V, PO:8.33 kW)
|
|
Winding Loss
|
18.17 W (VO:250 V, PO:8.33 kW)
|
표 7 PSFB 추가 인덕터 설계 사양
Table 7 PSFB Additional Inductor Design Parameter
|
Item
|
Value
|
|
LExt
|
13 μH
|
|
Core
|
PQ3230S, PL-13
|
|
AC, AW
|
161 mm2, 149.6 mm2
|
|
Bmax
|
0.26 T (VO:250 V, PO:8.33 kW)
|
|
Core Loss
|
13.3 W (VO:250 V, PO:8.33 kW)
|
|
Winding Loss
|
2.73 W (VO:250 V, PO:8.33 kW)
|
표 8 PSFB 출력 인덕터 설계 사양
Table 8 PSFB Output Inductor Design Parameter
|
Item
|
Value
|
|
LO
|
85 μH
|
|
Core
|
OD358×2EA, Highflux-60μ
|
|
AC, AW
|
171 mm2, 363 mm2
|
|
Bmax
|
0.84 T (VO:250V, PO:8.33 kW)
|
|
Core Loss
|
19.49 W (VO:250V, PO:8.33 kW)
|
|
Winding Loss
|
11 W (VO:250 V, PO:8.33 kW)
|
3.5 Comparison of PSFB Converter and LLC+Buck Converter Detailed Design
LLC+Buck 컨버터와 PSFB 컨버터에 대한 상세 설계를 진행한 후 효율을 비교하고자 하였다. 그림 18의 (a)와 (b) 모두 1개 모듈 동작 기준으로 효율을 동작 조건별로 나타낸 그래프이다. LLC-Buck 컨버터의 경우 1개 모듈은 최대 12.5
kW 용량 기준 효율이고, PSFB 컨버터의 경우 1개 모듈 최대 8.33 kW의 용량 기준 효율이다.
Case 4에서 PSFB 컨버터의 효율이 92%로 저하되는 부분이 존재하고, 이는 PSFB 컨버터 토폴로지 특성상, 출력전압이 낮은 부근에서는 위상천이
되는 구간이 증가하면서, 순환전류가 증가하고, 변압기 및 스위치, 다이오드에서 발생하는 도통손실이 증가하여 효율이 저하되는 특성 때문에 나타난 효율
저하로 분석된다.
그림 19은 상세 설계한 LLC+Buck 컨버터와 PSFB 컨버터를 서로 비교하기 위해 자성체 및 스위치 소자, 다이오드를 직접 배치해 본 구조도이다. 해당
구조도에는 게이트 드라이버, 입력전압 평활 커패시터 보드까지 고려한 구조이다. LLC+Buck 컨버터는 352×280×70(6,899,200 mm3)의
사이즈를 가지며, PSFB 컨버터는 375×280×70(7,350,000 mm3)의 사이즈를 가진다. PSFB 컨버터가 LLC+Buck 컨버터에 비해
6.53% 부피가 큰 상황이다. Micro Controller Unit (MCU)의 입장에서는 LLC+Buck 컨버터의 경우, 24개의 Pulse
Width Modulation(PWM)채널과 11개의 Analog Digital Converter (ADC) 채널이 필요하며, PSFB의 경우 24개의
PWM채널과 9개의 ADC 채널이 필요하다.
결과적으로 PSFB의 경우 Case 4에서 효율이 저하되는 단점과 1차측 추가 인덕턴스와 2차측 정류단에서 발생하는 링잉 전압을 클램프하기 위한 추가회로
적용에 따른, 추가회로의 손실로 인한 효율 저하 및 회로 추가로 인한 부피 증가로 인한 단점이 존재한다. 부피 측면에서도 LLC+Buck 컨버터보다
PSFB 컨버터가 6.4% 증가된 부분이 단점으로 존재한다. LLC+Buck 컨버터의 경우 LLC 컨버터의 2차측 정류단 뒤에는 커패시터만 장착되어
있으므로, 추가적인 링잉전압이 발생하지 않으므로, 추가되는 회로가 요구되지 않으며, 계산된 효율 이외에 큰 효율 저하와 추가적인 부피 증가는 없을
것으로 판단된다.
부피, 효율 측면에서는 LLC+Buck 컨버터가 PSFB 컨버터에 비해 장점을 가지며, MCU 측면는 LLC+Buck 컨버터와 PSFB 컨버터 둘다
유사한 특징을 가지므로, 결론적으로 50 kW 급속 충전용 컨버터로는 바람직하다는 판단을 하였다.
그림 18. 배터리 충전 사양 효율 비교(1-모듈) (a) 저전압 배터리 (b) 고전압 배터리
Fig. 18. 1-Module Battery Charging Condition Efficiency (a) Low Voltage Battery (b)
High Voltage Battery
그림 19. 50kW DC-DC 컨버터 구조도, (a) LLC+Buck 컨버터, (b) PSFB 컨버터
Fig. 19. 50kW DC-DC converter structure diagram (a) LLC+Buck converter, (b) PSFB converter
4. Simulation Validation of the Validity of the Proposed Topology
그림 20은 LLC+Buck 컨버터와 PSFB 컨버터에 장착되는 히트싱크에 대한 유효성을 검증하기 위하여, Ansys社의 icepak 소프트웨어를 이용하여
진행한 히트싱크 열해석 결과이다. 컨버터에 탑재되는 히트싱크에 스위치 및 다이오드 소자를 부착하였고, 히트싱크에 부착된 소자에서 발생하는 열이 히트싱크로
전달되어, 스위치의 온도 상승을 방지하는 방식이다.
히트싱크는 깊이 방향과 높이는 280 mm와 70 mm로 기준으로 설계하였고, Pin의 너비 방향의 길이의 차이를 히트싱크에서 발생하는 소자들의 손실량을
고려하여 설계하였다. 표 9에서는 각 히트싱크별 발생하는 손실량과 그에 따른 소자들의 평균 Case 온도를 나타내고 있다. 소자들의 평균 Case 온도가 60 ℃~70 ℃사이에서
유지되도록 손실량이 적은 쪽은 히트싱크는 Pin 너비를 24 mm, 손실량이 큰 히트싱크의 Pin 너비는 42 mm로 히트싱크를 설계하였다.
그림 20. 50kW DC-DC 컨버터 히트싱크 온도 분포
Fig. 20. 50kW DC-DC converter Heat sink temperature distribution
그림 21과 그림 22는 PSIM 소프트웨어를 이용하여, LLC+Buck 컨버터과 PSFB 컨버터의 정상상태 동작을 검증한 파형이다. 먼저 그림 21의 경우, 각 파형의 상단부터 LLC+Buck 컨버터의 입력전압 (VS)과 최종 출력 전압 (VO), LLC 공진형 컨버터 출력 전압 (VLK) 상부
모듈 출력 전압 (VO1), 하부 모듈 출력 전압 (VO2), 출력 인덕터 전류 (ILO), LLC 공진형 컨버터 공진 전류 (ILR), LLC 공진형
컨버터 극전압 (VAB)이 표시되어 있다. LLC 공진형 컨버터 4개 모듈과 Buck 컨버터 4개 모듈이 동시에 6가지 조건에서 정상 동작 하는 것을
확인하였다.
그림 21. LLC+Buck 컨버터 PSIM 시뮬레이션 파형, Case 1-6 (a) VBat=150 V, IBat=150 A (b) VBat=333.3
V, IBat=150 A (c) VBat=500 V, IBat=100 A (d) VBat=150 V, IBat=100 A (e) VBat=500
V, IBat=100 A (f) VBat=1,000 V, IBat=50 A
Fig. 21. LLC+Buck converter PSIM Simulation waveform, Case 1-6 (a) VBat=150 V, IBat=150
A (b) VBat=333.3 V, IBat=150 A (c) VBat=500 V, IBat=100 A (d) VBat=150 V, IBat=100
A (e) VBat=500 V, IBat=100 A (f) VBat=1,000 V, IBat=50 A
그림 22. PSFB 컨버터 PSIM 시뮬레이션 파형, Case 1-6 (a) VBat=150 V, IBat=150 A (b) VBat=333.3
V, IBat=150 A (c) VBat=500 V, IBat=100 A (d) VBat=150 V, IBat=100 A (e) VBat=500
V, IBat=100 A (f) VBat=1,000 V, IBat=50 A
Fig. 22. PSFB converter PSIM Simulation waveform, Case 1-6 (a) VBat=150 V, IBat=150
A (b) VBat=333.3 V, IBat=150 A (c) VBat=500 V, IBat=100 A (d) VBat=150 V, IBat=100
A (e) VBat=500 V, IBat=100 A (f) VBat=1,000 V, IBat=50 A
그림 22의 경우, 각 파형의 상단부터 PSFB 컨버터의 입력전압 (VS)과 최종 출력 전압 (VO), PSFB 컨버터 상부 모듈 출력 전압 (VO1), 하부
모듈 출력 전압 (VO2), 출력 인덕터 전류 (ILO), PSFB 컨버터 추가 인덕터 전류 (ILext)이 표시되어 있다. PSFB 컨버터 6개
모듈이 동시에 6가지 조건에서 정상 동작하는 것을 확인하였다.
표 9 Heat Sink의 열해석 조건 및 결과 비교
Table 9 Comparison of Thermal Analysis Conditions and Results of Heat Sink
|
Item
|
#3-Buck
Switch/Diode
|
#2-LLC
Diode
|
#1-LLC
Switch
|
#2-PSFB
Diode
|
#1-PSFB
Switch
|
|
Heat Sink Width
|
42 mm
|
24 mm
|
42 mm
|
24 mm
|
24 mm
|
|
Heat Sink Loss Total
|
400.64 W
|
192.48 W
|
368.8 W
|
224.88 W
|
210.24W
|
|
Sic Devices Average Temperature
|
65.91 ℃
|
64.97 ℃
|
62.05 ℃
|
63.01 ℃
|
60.72℃
|
5. Conclusion
50 kW급 급속 충전용 DC-DC 컨버터 모듈에 적합한 토폴로지를 선정하기 위해서, 본 논문에서는 LLC 공진형 컨버터, PSFB 컨버터, DAB
컨버터에 대한 급속 충전 사양에 따른 특징을 비교하여 분석하였다. 분석 결과 PSFB 컨버터와 LLC+Buck 컨버터가 급속 충전사양에 맞는 토폴로지로
분석되었고, 두 컨버터를 상세 설계하여 비교한 결과 LLC+Buck 컨버터가 PSFB 컨버터에 비해 부피, 효율 측면에서 장점을 가지므로, 50 kW급
급속충전용 DC-DC 컨버터에 적합한 최적 토폴로지로 판단되었다. 본 논문은 향후 400 kW급 이상 급속 충전기의 DC-DC 컨버터 모듈 구성시에
기준되는 토폴로지로 사용 될수 있을 것으로 사료된다.
Acknowledgements
This work was supported by Development of 50kW DC/DC Converters for Electric Vehicle
Charging Infrastructure funded By Entechnologies (Inc).
This was supported by Korea National University of Transportation Industry-Academy
Cooperation Foundation in 2024.
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Oct. 2008.
저자소개
He received the B.S. and M.S. degrees from Korea National University of Transportation,
Uiwang-si, Korea in 2018 and 2020, respectively, and is currently pursuing the Ph.D.
candidate in electrical engineering from Hanyang University, Seoul, Korea. His main
research interests include high-voltage/power transformer design, high- efficiency
dc/dc converters such as electric vehicles and rolling stock and medium power, such
as electronic equipment.
He received the B.S. degree from Korea National University of Transportation, Uiwang-
si, Korea in 2023. His main research interests include high-voltage/power transformer
design, high-efficiency dc/dc converters such as electric vehicles.
He received the B.S. and M.S. degrees in electrical engineering from Hanyang University,
Seoul, South Korea, in 1986 and 1988, respectively, and the Ph.D. degree in electrical
engineering from Kyusyu University, Japan, in 1997. He joined Hanyang University,
in 1997, where he is currently a Professor with the Division of Electrical and Biomedical
Engineering. His main research interests include electric machinery and its drives,
electro-magnetic field analysis, and transportation systems, such as hybrid electric
vehicles (HEV) and railway propulsion systems. He is a member of the IEEE Industry
Applications Society, the Magnetics Society, and the Power Electronics Society.
He received the B.S. degrees in Electrical Engineering from Seoul National University,
Seoul, Korea in 1988 and is currently working for EN Technologies Inc., Gunpo-si,
Korea. His main research interests include the PFC & DC-DC Topologies with high efficiency
and high power factor in Plasma Power Supply, EV charging Power Module.
He received the B.S. degrees in Information and Communication Engineering from Pusan
National University, Gyeong-gido, Korea in 2000 and is currently working for EN Technologies
Inc., Gunpo-si, Korea. His main research interests include the PFC & DC-DC Topologies
with high efficiency and high power factor in Plasma Power Supply, EV charging Power
Module.
He received the B.S. degree in electrical engineering from Korea University, Seoul,
South Korea, in 2010, and the M.S. and Ph.D. degrees in electrical engineering from
the Korea Advanced Institute of Science and Technology, Daejeon, South Korea, in 2012
and 2016, respectively. From 2016 to 2019, he was a Senior Researcher with the Korea
Railroad Research Institute, Uiwang, South Korea. He is currently an Assistant Professor
with the Korea National University of Transportation, Uiwang. His main research interests
include high-voltage/power transformer design, high- efficiency ac/dc and dc/dc converters,
and digital control method in high-power vehicles, such as electric vehicles and rolling
stock and medium power, such as electronic equipment.