2.1 수동 소자 설계

표 2는 본 연구에서 사용한 11 [kW] 급 2ph. Totem- pole PFC 컨버터의 설계 사양을 나타낸다. PFC 컨버터의 인덕터 전류 리플($\Delta$IL)은 입력 전류의 고조파 왜곡 (THD) 및 인덕터 부피와 밀접한 관련이 있는 주요 설계 변수로, 일반적으로 전류 품질과 수동 소자 설계 간 trade-off를 고려하여 정격 전류의 약 20~30% 수준으로 설정된다. 이에 따라 본 논문에서도 해당 기준으로 리플 조건을 선정하였으며, DC-link 전압 조건과 관계없이 인덕터 전류 리플 ($\Delta$IL)을 만족하기 위해 가장 worst case인 VDC=800 [V]를 기준으로 인덕터 (L1, L2)를 설계하였다. 인덕터 전류 리플 기반 설계 수식은 식 (1)과 같다.

이를 기반으로 최소 인덕턴스를 계산한 결과 333 [$\mu$H]로 도출되었으며, 실제 제작된 인덕터는 350 [$\mu$H]로 측정되었다. 또한, 역방향 동작 시 부하로 전달되는 스위칭 성분 저감을 위해 4.7 [$\mu$F]의 필터 커패시터 (Cload)를 적용하였다.

그림 4. Full-bridge 제어의 양극성 출력 시 스위치 상태에 따른 전류 도통 경로

Fig. 4. Current Conduction Paths for Different Switching States under Positive Polarity Output in Full-bridge Control

그림 5. 제어 기법별 무부하 조건 출력 전압

Fig. 5. Output Voltage under No-Load Condition for Each Control Method

2.2 Totem-pole 제어

A-leg (혹은 B-leg)는 고주파수로 동작하고 N-leg는 계통 주파수와 동일한 저주파수로 동작하는 방식이다. 출력 전압의 극성에 따라 스위칭 소자가 결정되며, Vac>0인 경우 스위치 S3 및 S6, Vac<0인 경우 스위치 S4 및 S5가 동작한다.

그림 3(a)는 양극성 출력 시의 스위칭 동작을 나타내며, 제어 기법의 동작 원리를 설명하기 위해 본 절에서는 양극성 출력을 기준으로 설명한다. 먼저 그림 3(b)와 같이 S3와 S6가 도통되면 스위치 channel을 통해 인덕터에 전압이 인가되어 에너지가 저장된다. 이후 S3가 turn-off되면 그림 3(c)와 같이 인덕터 전류는 S6의 channel과 S4의 body diode를 통해 환류하며 에너지가 방출된다. 반대로 음(-)의 출력 전압 구간에서는 S5가 도통 상태를 유지하고 S4가 고주파수로 스위칭하며, 양(+)의 출력 구간과 동일한 원리로 인덕터의 충·방전이 이루어진다.

이때, 무부하 및 경부하 조건에서 Totem-pole 제어를 적용할 경우 인덕터 에너지 방출 구간에서 전류가 body diode를 통해 환류함에 따라 역방향 도통이 제한되어 부하 측 커패시터의 방전 경로가 충분히 확보되지 않는 문제가 발생한다. 이에 따라 무부하 조건에서는 부하 측으로의 전류 전달 경로가 존재하지 않아 출력 커패시터는 충전 동작만 수행하게 되며, 커패시터 전류가 단방향으로 형성된다. 그 결과 무부하 조건에서 Totem-pole 제어를 적용할 경우 그림 5(a)와 같이 출력 전압에 왜곡이 발생한다.

경부하 조건에서도 부하 저항을 통한 방전 경로가 일부 형성되지만 충분하지 않으므로 전압 왜곡이 여전히 발생한다. 반면 부하가 증가할수록 부하 저항을 통한 방전 경로가 점차 확보되어 파형 왜곡을 완화할 수 있다. 하지만, 부하가 증가하는 경우 단일 leg를 통해 큰 도통 전류가 흐르게 되어 손실이 증가하는 한계가 존재한다.

2.3 Interleaved Totem-pole 제어

기존 Totem-pole 제어에서 부하 증가에 따른 손실 증가를 개선하기 위해 interleaved 기법을 적용할 수 있다. 기본 동작 원리가 기존 Totem-pole 제어와 동일하여 무부하 및 경부하 조건에서 출력단 왜곡이 동일하게 발생한다. 하지만 일반적으로 중·고부하 영역에서 적용되므로, 시스템 동작에 큰 영향을 미치지 않는다. Interleaved 적용 시 그림 6과 같이 A-leg와 B-leg를 통한 전류 분배가 가능하며, 이에 따라 각 leg에 도통하는 전류의 크기를 감소시킬 수 있다. 또한, 두 leg가 180° 위상차로 동작함에 따라 입력 전류 리플 저감 효과를 얻을 수 있다^[10]. 이와 같이 고부하 영역에서는 전류 분배를 통한 손실 저감 효과를 기대할 수 있으나, 상대적으로 낮은 부하 영역에서는 소자 수 증가에 따른 손실이 우세해져 전체 효율이 감소할 수 있다^[11].

그림 6. Interleaved Totem-pole 제어 특징

Fig. 6. Characteristics of Interleaved Totem-pole Control

2.4 Full-bridge 제어

일반적으로 무부하 조건에서 PFC 컨버터의 역방향 제어를 위해 사용되며, 단극성 PWM (Unipolar PWM) 방식으로 구현된다. 두 개의 스위칭 leg는 180° 위상차를 갖고 동작하며, 모든 스위치는 고주파수로 동작한다.

그림 4는 Vac>0 전압 출력 시 스위칭 상태에 따른 전류 경로를 나타낸다. Full-bridge 제어 시 각 스위칭 상태에 따른 동작은 그림 4(a)와 같으며, 캐리어 비교에 따라 mode Ⅰ·Ⅱ (그림4(b)) 또는 mode Ⅲ·Ⅳ (그림 4(c))의 조합이 반복된다. 먼저 그림 4(b) mode Ⅰ에서는 S3과 S6가 도통되어 인덕터에 DC-link 전압 (VDC)이 인가되며 에너지가 저장된다. 이어서 mode Ⅱ에서는 두 leg의 상단 스위치 S3, S5가 동시에 도통되고, 인덕터 전류는 스위치 channel을 통해 환류하며 에너지가 방출된다. 다음으로 그림 4(c)의 mode Ⅲ에서는 인덕터에 VDC가 인가되어 에너지가 저장되며, mode Ⅳ에서는 두 leg의 하단 스위치 S4, S6가 도통되어 인덕터 전류가 스위치 channel을 통해 환류하며 에너지가 방출된다. 따라서 따라서 mode Ⅰ~ Ⅳ의 반복을 통해 인덕터의 충·방전이 이루어지며 출력 전압을 제어할 수 있다.

이렇듯 Full-bridge 제어는 스위칭 한 주기 동안 전류가 모두 channel을 통해 도통되므로, 부하 저항이 큰 무부하 및 경부하 조건에서도 부하 측 커패시터의 방전 경로를 확보할 수 있다. 이에 따라 그림 5(b)와 같이 출력 파형에 왜곡이 개선되며, Totem-pole 제어에서 발생하는 한계를 보완할 수 있다. 그러나, 모든 스위치가 고주파수로 동작함에 따라 Totem-pole 제어 대비 높은 스위칭 손실이 발생하여 고부하 조건에서는 적용이 제한적이다.

3.1 THD 분석 기반 Full-bridge 제어 범위 선정

실제 시스템 운용을 위해서는 제어 기법의 전환 기준을 정량적으로 설정할 필요가 있다. 이를 위해 본 논문에서는 IEEE 519 고조파 기준에 따라 전 부하 영역에서 THD 5% 이하를 만족하도록 전환 기준을 정의하였다^[12]. IEEE 519는 계통 연계 시스템을 대상으로 한 규격이지만, 현재 V2L 운용에 대한 명확한 THD 기준이 부재한 상황에서, 독립형 전원이라 하더라도 계통과 유사한 전압 품질이 요구된다는 점을 고려하여 이를 적용하였다. 이를 통해 다양한 부하 조건에서 출력 전압 및 전류의 왜곡을 효과적으로 제한할 수 있도록 하였다.

부하 조건에 따른 제어기법별 THD 특성을 분석한 결과는 그림 7과 같다. Full-bridge 제어를 적용할 경우 모든 조건에서 전 부하 영역 THD 5% 이하를 안정적으로 만족한다. 반면 Totem-pole 제어는 낮은 부하 조건에서 출력에 왜곡이 발생함에 따라 높은 THD가 나타난다. 하지만 부하가 증가하는 경우 출력의 왜곡이 개선되어 THD는 점차 감소하는 경향을 보인다. 이후 입력 조건과 무관하게 2 [kW] 이상의 부하 영역에서 THD가 5% 이하로 수렴한다. 이러한 전류 품질 특성을 고려하여 2 [kW]를 Full-bridge 제어에서 Totem-pole 제어로의 최적 전환 기준 부하로 선정하였다.

그림 8. Totem-pole 제어 및 Interleaved Totem-pole 제어의 부하 조건에 따른 각부 손실

Fig. 8. Component-Wise Losses of Totem-pole and Interleaved Totem-pole Control under Different Load Conditions

3.2 손실 분석 기반 Interleaved 최적 적용 시점 도출

Totem-pole PFC 컨버터의 주요 손실 성분은 스위치에서 발생하는 도통 손실, 스위칭 손실, 역병렬 다이오드 손실과 자성체에서 발생하는 철손 및 동손이다. 스위치에서 발생하는 스위치 도통 손실(PFET(cond)), 스위칭 손실(PFET(SW)), 역병렬 다이오드 손실ㅍ(PFET(BD))은 식 (2)~(4)와 같으며, 동손은 식 (5), 철손은 제조사에서 제공하는 Loss Curve를 기반으로 도출한다. 손실 분석에 사용된 스위치는 Infineon 社의 AIMW120R035M1H 이다.

Full-bridge 제어 적용 부하 범위 도출 이후, 3 [kW] 이상의 부하 조건에서 Totem-pole 제어의 interleaved 최적 적용 시점 도출을 위해 수행한 두 제어 기법별 손실 분석 결과는 그림 8와 같다. 역병렬 다이오드 손실은 인덕터 에너지 방출 시 저주파 leg로 환류하는 경우 발생하므로 interleaved 적용 여부에 따른 영향은 크지 않다. 이에 따라 모든 전압 및 부하 조건에서 손실 변화가 거의 나타나지 않는다.

도통 손실의 경우 interleaved 적용 시 고주파 leg에서 일부 손실 저감 효과가 나타나지만, 전체 도통 손실의 대부분이 저주파 leg의 동기 정류 과정에서 발생하므로 interleaved 적용에 따른 영향은 미미하다. 반면 스위칭 손실과 인덕터 손실의 경우 interleaved 적용 여부에 따라 큰 손실 차이를 보인다. 낮은 부하 조건일 경우 도통되는 전류의 크기가 작아 interleaved 적용 시에도 스위칭 손실 저감 효과는 크게 발생하지 않지만, 인덕터 추가로 인한 철손 및 동손 증가로 인해 기존 Totem-pole 제어보다 더 큰 손실이 나타난다.

이와 반대로 높은 부하 조건에서는, 도통 전류가 증가함에 따라 Interleaved Totem-pole 제어 적용 시 전류 분배를 통한 손실 저감 효과가 인덕터 소자 수 추가에 의한 손실 증가보다 크게 나타난다. 이에 따라 VDC = 450 [V], 600 [V], 800 [V] 조건에서 7 [kW], 6 [kW], 5 [kW] 부하 조건에서 두 제어 기법의 손실 크기 및 효율이 교차하는 지점이 형성된다. 입력 전압 증가에 따라 효율 교차점은 더 낮은 부하에서 발생하며, 이는 입력 전압 증가 시 큰 스위칭 손실이 발생함에 따라 최대 효율 지점이 낮은 부하 영역으로 이동하기 때문이다.

그림 9는 손실 분석을 기반으로 입력 전압 조건별 부하에 따른 효율을 나타낸 결과이다. 손실 교차 부하를 기준으로 낮은 부하에서는 Totem-pole 제어를, 높은 부하에서는 Interleaved Totem-pole 제어를 적용할 경우 더 높은 효율이 나타난다. 따라서 전 부하 영역 고효율 동작을 위해 각 전압 조건별 효율 교차 지점을 Interleaved 최적 적용 시점으로 선정한다.

그림 9. Totem-pole 제어 및 Interleaved Totem-pole 제어의 부하 조건에 따른 효율

Fig. 9. Efficiency of Totem-pole and Interleaved Totem-pole Control under Different Load Conditions

4.1 고효율 동작을 위한 역방향 제어 알고리즘 제안

그림 10은 THD 및 손실 분석 결과를 기반으로 입력 전압 및 부하 조건에 따른 제어 기법별 적용 영역을 나타낸다. 그림에서 확인할 수 있듯이, 경부하 영역에서는 입력 전압과 관계없이 Full bridge 제어가 적용되며 2 [kW]를 초과하는 경우 Totem-pole 제어가 적용된다.

이후, 부하가 증가하는 경우 입력 전압 조건에 따라 Totem-pole 제어와 Interleaved Totem-pole 제어 간 효율이 역전되는 경계가 존재한다. 본 논문에서는 이를 효율 교차 부하 Peff,cross로 정의였으며, 입력 전압 증가에 따라 교차 부하가 감소하는 경향을 확인하였다. 이에 따라 VDC = 450 [V], 600 [V], 800 [V] 조건에서의 손실 분석 결과를 기반으로 도출한 교차 부하를 통해, 측정되지 않은 전압 조건에 대해서는 선형 보간을 적용하여 1차 함수로 근사하였으며, 그 결과는 식 (6)과 같다.

해당 교차 부하 이상에서는 interleaved 적용 시 전류 분배를 통해 효과적인 손실 저감이 가능함에 따라 Interleaved Totem-pole 제어를 적용한다. 결과적으로 전 부하 영역 고효율 운용을 위한 제어 알고리즘의 flowchart를 나타내면 그림 11과 같다.

그림 10. 손실 분석 결과 기반 전압 및 부하 별 제어 개략도

Fig. 10. Control Strategy Overview Based on Loss Analysis under Different Voltage and Load Conditions

그림 11. 제어 알고리즘 블록도

Fig. 11. Block Diagram of the Proposed Control Algorithm

4.2 역방향 제어 알고리즘의 우수성 검증

제안하는 역방향 제어 알고리즘의 유효성을 검증하기 위해 PFC 컨버터 프로토타입을 제작하고 실험을 수행하였다. 그림 12(a)는 제작된 PFC 컨버터의 프로토타입을 나타내며, 그림 12(b)는 실험 환경을 나타낸다. 입력 전압 450~800 [V] 조건에서 실험을 통해 제안하는 제어 알고리즘을 검증하였으며, 그림 13은 700 [V] 조건에서의 대표 파형을 나타낸다.

그림 12. 최적 제어 알고리즘 검증을 위한 Test-bed 구성

Fig. 12. Test-Bed for Validation of the Optimal Control Algorithm

먼저 무부하 조건에서는 제안 알고리즘에 따라 Full-bridge 제어가 적용되며, 그림 13(a)와 같이 출력 전압이 왜곡 없이 안정적으로 제어되는 것을 확인할 수 있다. 이후 부하가 접속되어 2 [kW] 이하의 경부하 영역에서 동작하는 경우 Full-bridge 제어를 유지하며, 파형은 그림 13(b) 와 같다. 부하가 증가하여 2 [kW]를 초과하게 되면 제어 알고리즘에 의해 그림 13(c)와 같이 Totem-pole 제어가 적용된다. 앞서 도출한 식 (7)에 의해 입력 전압 700 [V] 조건에서 Peff,cross는 5.26 [kW]이며, 이에 따라 7 [kW] 부하 조건에서는 Interleaved Totem-pole 제어가 그림 13(d)와 같이 적용된다.

결과적으로, 부하 조건에 따라 제어 기법을 적절히 전환함으로써 고효율 달성과 전력 품질 향상을 위한 역방향 제어 알고리즘이 정상적으로 동작함을 확인하였으며, 이를 통해 제안하는 알고리즘의 유효성을 실험적으로 검증하였다.

그림 13. 부하 조건별 제안하는 제어 알고리즘 동작 검증

Fig. 13. Verification of the Proposed Control Algorithm Under Various Load Conditions