이상민
(Sang-Min Lee)
*iD
조규진
(Gyu-Jin Cho)
*iD
김현수
(Hyeon-Soo Kim)
*iD
황윤성
(Yun-Seong Hwang)
*iD
이병국
(Byoung-Kuk Lee)
†iD
-
(Dept. of Electrical and Computer Engineering, Sungkyunkwan University, Republic of
Korea.)
Copyright © The Korean Institute of Electrical Engineers
Key Words
Fuel Cell Electric Vehicle (FCEV), High voltage gain, DC-DC converter
1. 서 론
최근 국제 사회의 탄소 중립 기조와 더불어 국가적 에너지 독립성 확보가 최우선 과제로 부상하면서 신재생 에너지와 연계된 수소 에너지 저장 및 활용
기술의 중요성이 강조되고 있다. 이러한 흐름 속에서 수소연료전지 차량 (Fuel Cell Electric Vehicle, FCEV)은 긴 주행 거리와
연료전지 (Fuel Cell, FC)의 높은 에너지 밀도 등의 이점으로 인해 FCEV 시스템의 선행 기술 연구 및 개발이 활발히 진행되고 있다[1],[2].
FCEV 시스템 구조는 기본적으로 주동력원인 FC, 연료전지용 DC-DC 컨버터 (Fuel Cell DC-DC converter, FDC), DC-link,
모터 및 이를 구동하기 위한 인버터로 구성된다. 그 중 FC는 0.7-1V의 낮은 전압 특성을 가지므로, 단위 셀을 직렬 연결한 FC stack 구성을
통해 FC 전압을 형성한다. 그러나 실제 차량에 적용되고 있는 FC 전압 범위가 200-400V 수준임을 고려 시, 수백 개의 단위 셀이 연결되어야
하므로 FC stack 부피 증가 및 전체 시스템 비용 상승을 야기할 수 있다[3]-[7]. 따라서 차량의 공간 활용도 및 FCEV의 가격 경쟁력 향상을 위해서는 FC stack 전압 범위 감소를 통한 연결 셀 수 저감이 필요하며, FDC의
고승압 동작이 요구된다.
그림 1. 제안하는 고승압 DC-DC 컨버터 회로도
Fig. 1. Configuration of proposed high voltage gain DC-DC converter
FCEV 시스템의 FC stack 전압을 기존 차량보다 낮은 100V 수준으로 감소시킬 경우, 현재 양산형 FCEV의 모터 구동에 필요한 인버터 입력
전압 범위에 따라 FDC는 5배에서 10배 수준의 승압비를 만족해야 한다[8],[9]. 이를 위해 기존 FCEV 시스템에서 주로 적용되는 Boost 컨버터 토폴로지 대비 높은 승압비 구현이 가능한 다양한 고승압 DC-DC 컨버터 토폴로지
적용이 필요하다.
고승압 DC-DC 컨버터는 다양한 소자 조합을 통해 토폴로지 설계가 가능하며, 많은 토폴로지가 제안되었다[10]-[14]. 그러나 FCEV에 고승압 DC-DC 컨버터 토폴로지를 적용 시 수동 소자 부피, 구동 안정성 확보를 위한 전력반도체 소자의 공통 GND와 연결
확보 및 고주파수 동작을 통한 고밀도 설계 등을 종합적으로 고려하는 것이 요구된다[15]-[17].
따라서 본 논문에서는 적은 개수의 수동 소자 구성으로 높은 승압비를 구현하고, 기존 고승압 DC-DC 컨버터 토폴로지 대비 낮은 듀티비에서도 높은
승압비를 달성할 수 있는 DC-DC 컨버터를 제안한다. 제안하는 고승압 DC-DC 컨버터 토폴로지는 그림 1과 같이 입력 측에 인터리브드 구조를 가지며, 출력 측에 Voltage Multiplier Cell (VMC)을 적용하였다. 또한 제안하는 고승압
DC-DC 컨버터는 듀티비 0.5를 기준으로 동작이 상이하므로, 동작 모드 분석을 통해 듀티비에 따른 승압비를 도출하고 기존 고승압 DC-DC 컨버터
토폴로지 간 승압비, 효율 및 수동 소자 부피 비교를 수행한다. 이후 축소 모델 설계를 진행하며, 입력 전압 및 듀티비 조건에 따른 실험 결과를 통해
제안하는 고승압 DC-DC 컨버터의 이론적 분석의 타당성을 검증한다.
2. 제안하는 고승압 DC-DC 컨버터 회로 및 정상 상태 분석
제안하는 DC-DC 컨버터는 앞서 언급한 그림 1과 같이 스위치 ($S_1$, $S_2$, $S_3$), 다이오드 ($D_1$, $D_2$, $D_3$, $D_4$, $D_5$), 인덕터 ($L_1$,
$L_2$, $L_3$), 커패시터 ($C_1$, $C_2$, $C_{out}$)로 구성된다. 스위칭 신호는 인터리빙 동작을 위해 $S_1$, $S_2$
간 180°의 위상차를 가지며, $S_3$는 $S_2$와 동일하다. 이때 듀티비 ($D$) 구간에 따라 스위치별 ON/OFF 상태 변화를 고려할 경우
그림 2와 같이 4가지 동작 모드가 존재한다. 본 절에서는 FC 수명에 영향을 미치는 입력 전류 리플을 고려하여 모든 인덕터 전류의 연속 도통 모드 (Continuous
Conduction Mode, CCM) 동작을 전제로 제안하는 고승압 DC-DC 컨버터의 $D$ 구간별 정상 상태 동작 분석 및 승압비 도출을 진행한다[18],[19].
2.1 동작 모드 분석
모드 Ⅰ은 $S_1$이 ON 상태이고 $S_2$, $S_3$는 모두 OFF 상태이며, 등가 회로는 그림 2-(a)와 같다. $L_1$은 입력으로부터 에너지를 공급받아 $L_1$ 전류 ($i_{L1}$)가 선형적으로 증가하고, $L_2$는 $C_2$, $L_3$를통해
에너지를 전달하여 $L_2$ 전류 ($i_{L2}$)가 선형적으로 감소한다. 이때 $C_2$로 전달되는 $L_2$의 에너지는 부하로 전달되며, $L_3$는
인덕터 전류 연속성에 따라 $D_2$, $D_3$를 통해 $C_1$에 에너지를 전달한다. 해당 모드에서의 $L_1$, $L_2$, $L_3$ 전압
($V_{L1}$, $V_{L2}$, $V_{L3}$) 및 스위치 전압 ($V_{S1}$, $V_{S2}$, $V_{S3}$)은 각각 식 (1)-(3), 식 (4)-(6)과 같다.
모드 Ⅱ는 $S_1$, $S_2$, $S_3$ 모두 OFF 상태를 유지하며, 등가 회로는 그림 2-(b)와 같다. 부하 측으로 $L_1$, $L_2$, $L_3$와 $C_1$, $C_2$의 에너지 전달이 발생하여 인덕터 전류는 모두 선형적으로 감소한다.
해당 모드에서의 인덕터별 전압 및 스위치 전압은 각각 식 (7)-(9), 식 (10)-(12)와 같다.
그림 2. 제안하는 고승압 DC-DC 컨버터의 동작 모드
Fig. 2. Operating modes of the proposed high voltage gain DC-DC converter
그림 3. 제안하는 고승압 DC-DC 컨버터의 듀티비 범위에 따른 주요 파형
Fig. 3. Key waveforms of the proposed high voltage gain DC-DC converter according
to the duty ratio
모드 Ⅲ은 $S_1$이 OFF 상태이고 $S_2$, $S_3$는 모두 ON 상태이며, 등가 회로는 그림 2-(c)와 같다. $i_{L1}$은 $C_1$, $L_3$로 분배되어 에너지를 전달하여 선형적으로 감소하며, $i_{L2}$는 입력에 의한 에너지 저장이
발생함에 따라 선형적으로 증가한다. 이때 $L_3$가 $L_1$를 통해 입력으로부터 에너지를 저장하므로, $i_{L1}$은 $L_1$의 에너지 전달이
발생하는 모드 Ⅱ 대비 전류 변화율이 작다. 해당 모드에서의 인덕터별 전압 및 스위치 전압은 각각 식 (13)-(15), 식 (16)-(17)과 같다.
모드 Ⅳ는 $S_1$, $S_2$, $S_3$ 모두 ON 상태를 유지하며, 등가 회로는 그림 2-(d)와 같다. $i_{L1}$, $i_{L2}$는 입력에 의해 $L_1$, $L_2$의 에너지 저장이 발생하여 선형적으로 증가한다. 그러나 $i_{L3}$는
$L_3$ 양단 전위차가 0이므로 증감이 발생하지 않아 일정한 크기를 유지한다. 해당 모드에서의 인덕터별 전압 및 스위치 전압은 각각 식 (18)-(20), 식 (21)과 같다.
2.2 정상 상태 분석 및 전압 이득
그림 3은 제안하는 DC-DC 컨버터의 동작 모드에 따른 주요 파형을 나타낸다. 그림 3-(a)는 $D < 0.5$ 구간에 대한 파형이며, 스위칭 한 주기 동안 모드 Ⅰ-Ⅱ-Ⅲ-Ⅱ 순을 반복하여 동작한다. 그림 2의 등가 회로를 통해 도출한 $V_{L1}$, $V_{L2}$, $V_{L3}$에 대해 동작 모드별 구간을 고려하여 순차적으로 Voltage-second
balance 법칙 적용 시, 식 (22)-(24)와 같이 $V_{in}$, $V_{out}$ 및 $V_{C1}$, $V_{C2}$에 대한 관계식을 나타낼 수 있다.
식 (22)-(24)의 관계식을 통해 $D < 0.5$ 구간에서의 $V_{C1}$, $V_{C2}$ 및 전압 이득은 각각 식 (25), (26), (27)과 같다.
그림 3-(b)는 $D \ge 0.5$ 구간에 대한 파형이며, 스위칭 한 주기 동안 모드 Ⅳ-Ⅰ-Ⅳ-Ⅲ 순을 반복한다. 앞선 $D < 0.5$ 구간 조건과 동일한
과정을 통해 $V_{L1}$, $V_{L2}$, $V_{L3}$에 대한 관계식은 식 (28)-(30)과 같이 나타낼 수 있다.
표 1. 듀티비 구간별 스위치 최대 전압
Table 1. Maximum switch voltage by duty ratio
|
|
$D < 0.5$
|
$D \ge 0.5$
|
|
$V_{S1}$
|
$(1-D)V_{out}$
|
$V_{out}/4$
|
|
$V_{S2}$
|
$(1-D)^2 V_{out}$
|
$V_{out}/4$
|
|
$V_{S3}$
|
$V_{out}$
|
$V_{out}/2$
|
표 2. 듀티비 구간별 다이오드 최대 전압
Table 2. Maximum diode voltage by duty ratio
|
|
$D < 0.5$
|
$D \ge 0.5$
|
|
$V_{D1}$
|
$(1-D)^2 V_{out}$
|
$V_{out}/4$
|
|
$V_{D2}$
|
$D(1-D)V_{out}$
|
$V_{out}/4$
|
|
$V_{D3}$
|
$D(2-D)V_{out}$
|
$3V_{out}/4$
|
|
$V_{D4}$
|
$(1-D)V_{out}$
|
$V_{out}/2$
|
|
$V_{D5}$
|
$(1-D)^2 V_{out}$
|
$V_{out}/4$
|
또한 식 (28)-(30)을 기반으로 도출한 $D \ge 0.5$ 구간의 $V_{C1}$, $V_{C2}$ 및 전압 이득은 각각 식 (31), (32), (33)과 같다.
2.3 전력반도체 소자 전압 및 전류 스트레스 분석
본 절에서는 스위치 및 다이오드 소자의 전압·전류 스트레스 수식 분석을 진행한다. 전압 스트레스는 앞선 2절에서 도출한 동작 모드별 인덕터 및 커패시터
전압 수식을 기반으로 계산이 가능하다. 이때 식 (25), (26) 및 식 (31), (32)를 통해 알 수 있듯이 $D$에 따라 $V_{C1}$, $V_{C2}$가 변화함을 고려할 경우 $D$ 구간별 스위치, 다이오드에 인가되는 최대 전압은
각각 표 1, 표 2와 같다.
전류 스트레스는 컨버터가 CCM 영역에서 동작 시 인덕터 전류의 중앙값이 평균값과 동일하므로, 이를 기반으로 한 근사화를 통해 도출 가능하다. 이때
$D$ 구간별 인덕터 평균 전류 크기 ($I_{L1}$, $I_{L2}$, $I_{L3}$)는 커패시터 $C_1$, $C_2$ 전류에 대해 Ampere-second
balance 법칙을 적용하여 식 (34)-(36)과 같이 나타낼 수 있다.
식 (34)-(36)을 활용하여 동작 모드에 따른 각 소자의 전류 크기를 계산 시 $D$ 구간별 다이오드 평균 전류 ($I_{D1,Avg}$, $I_{D2,Avg}$,
$I_{D3,Avg}$, $I_{D4,Avg}$, $I_{D5,Avg}$)와 스위치 RMS 전류 ($I_{S1,RMS}$, $I_{S2,RMS}$,
$I_{S3,RMS}$)는 각각 식 (37)-(41)과 식 (42)-(44)와 같다.
2.4 수동 소자 파라미터 설계
제안하는 고승압 DC-DC 컨버터는 인터리브드 구조를 적용하고 있어 입력 전류 리플 조건을 만족하기 위한 인덕턴스 설계 시 동작 모드별 전류 기울기를
고려하는 것이 필요하다[20]. 인덕터 전류 기울기는 $D$ 구간별로 변화하며, 이에 따른 입력 전류 리플 ($\Delta i_{in}$)은 식 (45)와 같다.
이때 $L_1$과 $L_2$가 동일하다고 할 경우, $\Delta i_{in}$ 만족을 위한 인덕턴스는 식 (46)과 같이 구할 수 있다.
그림 4. 듀티비에 따른 컨버터별 승압비 곡선 비교
Fig. 4. Comparison of voltage gain curves for various converters according to duty
ratio
또한, 제안하는 고승압 DC-DC 컨버터의 CCM 동작을 위한 $L_3$ 전류 리플 ($\Delta i_{L3}$) 크기는 $I_{L3}$ 크기의
두 배보다 작아야 하므로, 이를 만족하기 위한 $D$ 구간별 인덕턴스 $L_3$ 범위는 각각 식 (47), (48)과 같다.
$D$ 구간에 따른 인덕터 전류 변화 특성은 커패시터의 충·방전 과정에 영향을 미치므로, 전압 리플 조건을 만족하기 위한 커패시턴스 $C_1$, $C_2$,
$C_{out}$은 각각 식 (49)-(51)과 같이 도출할 수 있다.
3. 기존 승압형 DC-DC 컨버터 간 성능 비교
표 3은 제안하는 고승압 DC-DC 컨버터와 같이 VMC를 적용한 승압형 DC-DC 컨버터 및 기존 고승압 DC-DC 컨버터 토폴로지를 비교한 결과를 나타낸다.
승압비는 제안하는 고승압 DC-DC 컨버터가 [10]을 제외한 모든 컨버터에서 낮은 듀티비를 통해 FCEV에 요구되는 최대 승압비 범위인 10배를 만족하는 것을 그림 4를 통해 확인할 수 있다. 사용 소자 개수의 경우 기존 고승압 DC-DC 컨버터인 FIBC (Floating Interleaved Boost Converter)와
QBC (Quadratic Boost Converter)가 총 8개로 가장 적고, [8]이 12개로 VMC 기반 승압형 DC-DC 컨버터 중 적은 수를 가진다. 그러나 [8]의 경우 FIBC와 동일하게 입력과 출력이 서로 공통된 그라운드가 존재하지 않아 전자기 간섭 및 동작 안정성 측면에서 FCEV 적용에 적합하지 않다.
또한 스위치 및 다이오드 최대 전압은 [8]이 가장 작으며, [10]과 QBC, 제안하는 고승압 DC-DC 컨버터가 가장 크다. 하지만 제안하는 고승압 DC-DC 컨버터는 [10], QBC와 달리 $D$ 조건에 따라 최대 전압이 변화하며, 특히 $D \ge 0.5$의 동작 조건에서 그 크기가 감소한다. 따라서 표 3의 고승압 DC-DC 컨버터 간 비교 요소를 종합적으로 고려하였을 때, 제안하는 고승압 DC-DC 컨버터가 FCEV 시스템 적용에 적합하다고 평가할
수 있다.
표 3. 제안하는 고승압 DC-DC 컨버터 및 기존 연구 간 성능 비교
Table 3. Performance comparison between the proposed high voltage gain DC-DC converter
and previous works
|
Topology
|
[8]
|
[9]
|
[10]
|
FIBC
|
QBC
|
Proposed
|
|
Voltage gain
|
$\frac{3+D}{1-D}$
|
$\frac{3}{1-D}$
|
$\frac{1}{(1-D)^3}$
|
$\frac{1+D}{1-D}$
|
$\frac{1}{(1-D)^2}$
|
$\frac{1}{(1-D)^3} \quad (D < 0.5)$
$\frac{4}{(1-D)} \quad (D \ge 0.5)$
|
|
Num. of switches
|
2
|
8
|
2
|
2
|
1
|
3
|
|
Num. of diodes
|
4
|
0
|
5
|
2
|
3
|
5
|
|
Num. of inductors
|
2
|
3
|
3
|
2
|
2
|
3
|
|
Num. of capacitors
|
4
|
5
|
3
|
2
|
2
|
3
|
|
Max. switch voltage
|
$\frac{V_{out}}{(3+D)}$
|
$\frac{V_{out}}{3}$
|
$V_{out}$
|
$\frac{V_{out}}{(1+D)}$
|
$V_{out}$
|
$V_{out} \quad (D < 0.5)$
$\frac{V_{out}}{2} \quad (D \ge 0.5)$
|
|
Max. diode voltage
|
$\frac{V_{out}}{(3+D)}$
|
-
|
$V_{out}$
|
$\frac{V_{out}}{(1+D)}$
|
$V_{out}$
|
$\begin{cases}
(1 - D) V_{out} \\
D(2 - D) V_{out}
\end{cases} \quad (D < 0.5)$
$\frac{3}{4}V_{out} \quad (D \ge 0.5)$
|
|
Common ground
|
No
|
Yes
|
Yes
|
No
|
Yes
|
Yes
|
표 4. 제안하는 고승압 DC-DC 컨버터 축소 모델 사양
Table 4. Specifications of the proposed high voltage DC-DC converter
|
Parameters
|
Value
|
Unit
|
|
Input voltage, $V_{in}$
|
45-85
|
[V]
|
|
Output voltage, $V_{out}$
|
450
|
[V]
|
|
Maximum input power, $P_{in,max}$
|
2.6
|
[kW]
|
|
Switching frequency, $f_{sw}$
|
200
|
[kHz]
|
|
Switch
|
IGLT65R025D2
|
|
Diode
|
IDDD20G65C6XTMA1
|
|
Inductor
|
$L_1$, $L_2$
|
60
|
[$\mu$H]
|
|
$L_3$
|
80
|
[$\mu$H]
|
|
Capacitor
|
$C_1$, $C_2$
|
5.5
|
[$\mu$F]
|
|
$C_{out}$
|
11
|
[$\mu$F]
|
그림 5. 제안하는 고승압 DC-DC 컨버터의 2.6kW급 축소 모델
Fig. 5. 2.6kW prototype of the proposed high voltage gain DC-DC converter
4. 실험을 통한 분석 결과 타당성 검증
4.1 축소 모델 설계 및 실험 결과
본 절에서는 표 4의 설계 사양을 기반으로 그림 5와 같이 제작된 2.6kW급 축소 모델을 통해 제안하는 고승압 DC-DC 컨버터의 이론적 분석을 실험적으로 검증한다. 축소 모델은 선정 스위치 및
다이오드의 상단 방열 구조를 고려하여 제작되었으며, 이에 따라 해당 소자는 PCB 기판과 수냉 방열판 사이에 배치되도록 구성하였다. 또한 설계 사양은
10배의 고승압비 구현과 동시에 선정한 스위치 및 다이오드의 전압 정격을 고려하여 설정하였으며, 전압 변동에 따라 전류가 변화하는 FC 출력 특성을
반영하기 위해 입력 전압 조건별로 부하를 가변하여 실험을 진행하였다.
그림 6. 2.6kW급 축소 모델의 입력 전압별 실험 파형
Fig. 6. Experimental waveforms of the 2.6kW prototype according to the input voltage
그림 7. 입력 전압 및 전력에 따른 소자별 손실 분석 결과
Fig. 7. Results of loss analysis for each component under varying input voltage and
input power
그림 6-(a), 그림 6-(b)는 $D \ge 0.5$ 구간에서 입력 전압이 45V 및 55V인 조건에 대해 출력 전압 450V를 만족하는 실험 파형을 나타내며, 이때의 입력 전력은
각각 2.6kW, 2.5kW이다. 앞선 2절에서 분석한 바와 같이 스위치 전압은 $V_{S1}$과 $V_{S2}$가 약 119V이고 $V_{S3}$가
약 220V로 가장 크며, 입력 전압에 관계 없이 두 실험 조건에 대한 스위치 전압은 동일함을 확인할 수 있다. 인덕터 전류는 상승 및 하강 구간에서
선형적으로 변화하지만, $i_{L3}$는 스위치가 모두 ON 상태를 유지하는 구간에서 일정한 크기를 유지한다.
그림 6-(c), 그림 6-(d)는 $D < 0.5$ 구간에서 입력 전압이 75V 및 85V인 조건에 대해 출력 전압 450V를 만족하는 실험 파형을 나타내며, 이때의 입력 전력은
각각 1.5kW, 0.6kW이다. 스위치별 최대 전압은 두 실험 조건 모두 $V_{S2}$, $V_{S1}$, $V_{S3}$ 순으로 증가하며, $V_{S1}$
및 $V_{S3}$의 경우 스위치가 OFF 상태인 구간에서 그 크기가 변화하는 것을 알 수 있다. 인덕터 전류는 상승 구간에서 모두 선형적으로 증가하지만,
$i_{L1}$ 및 $i_{L3}$는 하강 구간에서 스위치별 ON/OFF 상태 변화에 따라 기울기가 변화함을 확인할 수 있다. 이와 같이 입력 전압
조건별 실험 파형이 $D$ 구간에 따른 동작 모드별 전압·전류 파형 및 수식 모델링과 일치하는 결과를 확인함으로써 본 논문에서 수행한 이론적 분석의
타당성을 검증하였다.
4.2 손실 및 효율 분석 결과
그림 7은 앞서 수행한 실험 조건에 대한 제안하는 고승압 DC-DC 컨버터의 입력 전압 및 전력에 따른 커패시터 손실 ($P_C$), 다이오드 손실 ($P_D$),
스위치의 스위칭 손실 ($P_{S,sw}$) 및 도통 손실 ($P_{S,cond}$), 인덕터 손실 ($P_L$)을 도출한 결과이다. $D \ge
0.5$ 구간에서 동작한 입력 전압 45V, 55V 조건의 경우 FC 출력 특성에 따라 입력 전압이 감소할수록 입력 전류 크기가 증가하므로, 전체
손실 중 $P_{S,cond}$ 및 $P_D$ 비중이 우세한 경향을 보인다. $D < 0.5$ 구간에서 동작한 입력 전압 65-85V 조건은 입력
전압이 증가할수록 입력 전류가 감소하여 도통 손실의 크기가 감소한다.
그림 8. 2.6kW급 축소 모델의 이론상 효율 및 측정 효율
Fig. 8. Experimental and theoretical effieicncy of the 2.6kW prototype
그러나 해당 조건에서의 스위치 최대 전압은 $D \ge 0.5$ 구간 대비 상대적으로 높다. 특히 $V_{S3}$의 경우 해당 구간에서 출력 전압과
동일하므로, 전체 손실 중 $P_{S,sw}$ 증가에 주요한 영향을 미친다. 그림 8은 2.6kW급 축소 모델의 이론상 효율 및 측정 효율을 나타낸다. 최대 효율은 입력 전압 55V에서 97.30%이고, 최소 효율은 입력 전압 85V
조건에서 93.95%이며, 최대 입력 전력 조건인 입력 전압 45V에서 측정된 효율은 96.36%임을 확인할 수 있다.
5. 결 론
본 논문은 연료전지 stack 전압 범위 감소를 통한 FCEV의 가격 경쟁력 확보를 위해 10배 수준의 고승압비 구현이 가능한 DC-DC 컨버터 토폴로지를
제안하였다. 제안하는 고승압 DC-DC 컨버터는 듀티비 0.5 기준으로 동작 특성이 전환되는 구조적 특징을 지니며, 상세 동작 모드 분석을 통해 승압비
및 소자별 전압, 전류 수식을 이론적으로 도출하였다. 분석 결과에 대한 타당성 검증을 위해 2.6kW급 축소 모델을 제작하였으며, 실험 결과 승압비
10배의 고승압 동작과 함께 최대 입력 전력 조건에서 96% 이상의 효율을 달성함을 확인하였다. 향후 연구에서는 실제 주행 환경에서 발생할 수 있는
부하 변동을 고려하여 동적 응답에서의 제어 안정성 확보를 위한 제어 알고리즘 설계 및 검증 연구를 진행할 계획이다.
Acknowledgements
이 논문은 현대자동차그룹의 지원을 받아 수행된 연구임 (전력밀도 향상을 위한 GaN Transistor 적용 수소 연료전지용 DC-DC 컨버터 개발)
본 연구는 기후에너지환경부(MCEE)와 한국에너지기술평가원(KETEP)의 지원을 받아 수행한 연구 과제입니다. (No. RS-2024-00422103,
EV 스마트 충전 플랫폼 혁신연구센터)
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저자소개
He received B.S. degree in Electronics and Electrical Engineering in 2024 and M.S.
degree in Electrical and Computer Engineering in 2026, both from Sungkyunkwan University.
He is currently pursuing Ph.D. degree in Electrical and Computer Engineering at Sungkyunkwan
University.
He received B.S. degree in Electronics and Electrical Engineering from Sungkyunkwan
University in 2026. He is currently pursuing M.S degree in Electrical and Computer
Engineering at Sungkyunkwan University.
He received B.S. degree in Electrical Engineering from Hongik University in 2023.
He is currently pursuing the integrated M.S./Ph.D. degree in Electrical and Computer
Engineering at Sungkyunkwan University.
He received B.S. degree in Energy Systems Engineering from Chung-Ang University in
2021. He is currently pursuing the integrated M.S./Ph.D. degree in Electrical and
Computer Engineering at Sungkyunkwan University.
Byoung Kuk Lee (S’97-M’02-SM’04-F’24) received his B.S. and M.S. degrees in electrical
engineering from Hanyang University, Seoul, South Korea, in 1994 and 1996, respectively.
He earned his Ph.D. degree in electrical engineering from Texas A&M University, College
Station, TX, USA, in 2001. Since 2006, he has been a faculty member at the School
of Electronics and Electrical Engineering, Sungkyunkwan University, South Korea. Dr.
Lee's research interests include ICCU, wireless power transfer chargers for electric
vehicles, BMS algorithms, induction heating for domestic and industrial applications,
and energy storage systems. Dr. Lee currently serves as an Associate Editor for IEEE
Transactions on Power Electronics. From 2016 to 2021, he has been a member of the
IEC Conformity Assessment Board. Dr. Lee is a Fellow of IEEE.